【導讀】介紹針對電動汽車充電器的最佳SiC功率拓撲和調(diào)制決策的設計技巧，利用指導拓撲和調(diào)制決策，有助于消除不可行選項，轉(zhuǎn)而關注那些可能表現(xiàn)良好的選項。
▎引言 ▎
電動汽車的蓄電池充電器需要在電網(wǎng)連接和蓄電池之間進行電流隔離。因此，電動汽車充電器幾乎總是有兩個級：一個高電能質(zhì)量整流器，將AC轉(zhuǎn)換為DC；然后是DC-DC轉(zhuǎn)換器，利用高頻變壓器進行電流隔離。
SiC FET和二極管的高開關頻率可以滿足使用“舊的”和簡單的電路拓撲的充電器要求，而這種拓撲在硅基開關器件中是不切實際的。例如，用于單相整流的圖騰柱功率因數(shù)校正器（TPPFC）和用于三相整流器的無處不在的兩電平電壓源逆變器（2L-VSI）。
本文概述了許多三相整流器選項中的一些，簡要介紹了調(diào)制選項，以及功率半導體損耗的比較。
▎拓撲選擇 ▎
假設我們需要為400或480 VAC線路RMS設計一個22 kW的三相整流器，也稱為有源前端整流器（AFE）。這意味著需要功率因數(shù)校正，但功率流可以是單向的。成本、諧波失真、效率、尺寸和重量是重要的設計標準。為了實現(xiàn)低諧波失真，需要進行有源功率因數(shù)校正。
對于任何有單相PFC經(jīng)驗的人來說，三個獨立的助推器可能是一個有吸引力的選擇。圖1顯示了許多可能的實現(xiàn)方法中的兩種。
圖：1（a）三PFC，（b）三TPPFC
在電動汽車充電器中，每個升壓器（booster）必須向單獨的隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器供電，這些轉(zhuǎn)換器輸出是并聯(lián)在一起的。這是一種可行的方法。通過消除輸入二極管電橋并使用圖騰柱拓撲，可以略微提高傳統(tǒng)PFC升壓器的效率，其示例如圖1（b）所示。
12個功率半導體（一些可能是二極管而不是FET）使得這種方法不那么吸引人，因為在三電平拓撲中，相同數(shù)量的器件可以產(chǎn)生成本更低、更小的線路濾波器的好處。
圖2：兩種簡單但不可行的拓撲：（a）二極管橋后的升壓電路，（b）帶升壓電路的線路電感
由于高失真、尺寸、重量和成本，三線電感器之前的三相二極管電橋已經(jīng)過時。如圖2（a）所示，在三相二極管電橋之后添加一個升壓開關和二極管，將由于開關頻率比線頻率高得多而縮小電感器。然而，由于失真，這只在某些情況下有效，因此不可行。
在圖2（b）中，與傳統(tǒng)單相PFC一樣，二極管電橋后的單個升壓電路會產(chǎn)生不可接受的諧波失真，約為30%。因此有必要積極塑形每相電流。實現(xiàn)這一點的許多方法之一是在每個線路電感器和分離DC鏈路之間添加背對背的FET，如圖3（a）所示。這是三電平Vienna整流器的一種流行變體，它對所有SiC功率半導體都是高效的[1]。
Vienna整流器中的SiC二極管具有480 VAC線路輸入，額定電壓為1200 V，但開關損耗可以忽略不計。每個二極管在FET開關頻率下與其對應的FET對進行換向。每個FET必須只阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開關損耗低，650 V或更高的FET額定電壓是可以接受的。
電流在Vienna整流器中完全成形，從而產(chǎn)生極低的諧波失真。作為三電平濾波器，線路濾波器的成本、尺寸和重量更低。功率流是單向的。為了支持雙向功率并略微降低傳導損耗，在三相電橋中用1200 V FET代替二極管，如圖3（b）所示。
圖3：（a）改進的Vienna整流器，（b）三電平TNPC
這是三電平晶體管中性點鉗位拓撲（3L-TNPC）。它可以在任何功率因數(shù)下工作，但作為整流器工作時，橋式FET的開關損耗可以忽略不計。3L-TNPC的PWM策略是將電橋和鉗位FET對反相。與Vienna整流器一樣，每個鉗位FET僅阻斷一半的DC鏈路電壓，因此開關損耗較低。
在某些情況下，額外的FET和柵極驅(qū)動器超過了三電平線路濾波器所降低的成本。通過簡單地消除鉗位FET，就可以解決這一問題，從而產(chǎn)生無處不在的兩電平電壓源逆變器（2L-VSI）。2L-VSI只有6個FET，但它可以在任何功率因數(shù)下完全塑形線電流，因此它支持雙向功率流，諧波失真低。
可以使用三電平NPC和ANPC拓撲，但在這種應用中，它們沒有TNPC的優(yōu)勢，尤其是SiC FET的高性能。使用更高的DC鏈路電壓時，需要更多這類拓撲，例如在具有1500 VDC輸入的太陽能系統(tǒng)中。
▎調(diào)制方法 ▎
以下推導主要針對2L-VSI，但這些調(diào)制方法也適用于3L-TNPC和其他逆變器拓撲。
圖4：（a）半橋，（b）正弦三角形參考和載波波形
在半橋中，使用正弦三角調(diào)制的DC鏈路中點z（可能是虛的）的最大輸出電壓為V_DC/2，如圖4（a）所示。無論相腳（phase leg）的數(shù)量如何，這都是正確的，因為每個腳都通過正弦三角調(diào)制獨立于其他腳。換句話說，相腳之間沒有切換協(xié)調(diào)。這意味著三相四線連接很容易使用，如圖5（a）所示。
圖5：2L-VSI（a）帶4線連接，和（b）帶3線連接
在三線連接中，如圖5（b）所示，DC鏈路中點z通常是假想的，因為薄膜電容器可以在不串聯(lián)的情況下支持DC鏈路電壓。車載EV充電器中4線連接的一個優(yōu)點是能夠在單相輸入或三相輸入下工作。對于單相輸入，兩相腳的工作原理與TPPFC相同。
圖6：三相分壓
我們需要知道AC到DC鏈路電壓的范圍。推導最大線間電壓的一種方法是分壓。當A相頂部開關打開，B相和C相底部開關打開時，A相的線到中性點電壓，即圖6中A點到s點的電壓是DC鏈路電壓（電容器兩端電壓，從p到n）乘以A相阻抗除以B相和C相并聯(lián)阻抗（A相的一半）加A相阻抗。
因此，A相線到中性點的電壓為 。這是負載或電源上可以產(chǎn)生或支持的最大電壓。在電感器和s點之間插入平衡的三相電壓源會產(chǎn)生相同的結果，因為電壓總和為零。利用開關在每個相腳中始終處于相反狀態(tài)（忽略死區(qū)時間）的簡單PWM策略，我們通過將開關組合與每個相腳的AC端子處的電壓向量相關聯(lián)來創(chuàng)建空間矢量圖。
圖7：（a）2L-VSI的空間矢量圖，（b）紅色為正弦三角采樣波形，藍色為空間矢量，綠色為60°C不連續(xù)調(diào)制的采樣波形
圖7（a）中的開關狀態(tài)由三個字母（或數(shù)字）指定，每個相位一個，字母p或n（或數(shù)字1或0）對應于圖6中的DC鏈路軌。例如，A相頂部開關接通，B相和C相底部開關接通由pnn指定。2L-VSI共有8個矢量：6個最大電壓矢量和2個冗余零矢量。線電壓通過平均參考電壓附近的矢量所花的時間來近似旋轉(zhuǎn)（rotating）參考電壓vref。
駐留時間可以使用如圖7（a）所示的空間矢量圖或如圖7（b）所示比較參考和載波波形來計算。關于這方面的文獻有很多[2]，但本文只涉及正弦三角、常規(guī)空間矢量（以下簡稱SVM）和60°不連續(xù)調(diào)制（電壓峰值鉗位，也稱為DPWM1）。
為了避免削波（脈沖跳躍）和諧波失真的跳躍，參考向量長度被限制在圖7（a）中的內(nèi)圓（對于正弦三角形），以及SVM和DPWM1中的較大圓。SVM和DPWM1電壓增加幅度的物理原因是什么？是因為這些調(diào)制方法（以及包括三次諧波注入在內(nèi)的其他調(diào)制方法）導致節(jié)點s的平均電壓相對于DC流鏈路以3倍基頻（線）頻率“擺動”。
這是通過在相位之間共享零狀態(tài)時間實現(xiàn)的。節(jié)點s的移動電位“展平”了SVM和DPWM1參考波形，允許對于給定DC鏈路電壓系數(shù)為 的較高線路電壓與正弦三角相比。另一方面，每個相位通過正弦-三角調(diào)制獨立于其他相位，允許節(jié)點s的電壓相對于DC鏈路固定，而無需改變調(diào)制，從而實現(xiàn)可選的4線連接。
SVM和DPWM1具有降低EMI和更寬輸入/輸出電壓范圍的優(yōu)點。SVM和正弦三角在功率半導體中具有幾乎相同的傳導和開關損耗。DPWM1的優(yōu)點是，在每個基本線路周期內(nèi)，在60°間隔內(nèi)兩次鉗位DC鏈路軌，從而降低開關損耗。這種優(yōu)勢往往超過傳導損耗的增加，即使是在快速開關的情況下。
正弦三角和SVM可以很容易地用于Vienna整流器。可以想象，由于二極管電橋，Vienna整流器固有地具有不連續(xù)PWM，SiC二極管中幾乎為零的開關損耗進一步增強了PWM?？梢詫︺Q位FET使用更有限的不連續(xù)PWM，但其中的開關損耗已經(jīng)相當?shù)?，因此這里不予考慮。
關于實現(xiàn)，與使用空間矢量圖計算PWM駐留時間相比，在微控制器中實現(xiàn)SVM和DPWM1參考波形（如圖7（a）所示）與三角形載波波形（PWM計數(shù)器）的比較可能更容易。如果同時發(fā)生跳變，DPWM1波形中的跳變不會導致線路電流失真，因為相電壓總和始終為零。這可以通過寫入“影子”PWM寄存器來實現(xiàn)，這些寄存器隨后會更新到同一時鐘沿上的有源PWM寄存器。
▎效率比較 ▎
使用在線FET-Jet計算器工具估計功率損耗。對于每個拓撲，相腳或相位的數(shù)量為3。以下條件適用。
表1：功率損耗計算參數(shù)
表2：功率半導體選擇
表2功率半導體選擇中的器件選擇考慮了成本。在某些情況下，使用不同的器件選擇，可以稍微降低功耗。因此，提供了許多器件號，因此可以根據(jù)各種應用要求優(yōu)化權衡。
對于PFC，在線計算器忽略了硅基線路整流器的損耗，因為這些損耗不是由UnitedSiC提供的。因此，進行了自定義計算，包括Diotec Semiconductor典型的1200 V單相整流橋KBPC5012FP的損耗。結果如圖8所示。
圖8：功率損耗比較
毫不奇怪，三PFC的損耗最高，其次是TPPFC。這主要是因為電流路徑中的半導體數(shù)量。接下來是采用空間矢量調(diào)制的2L-VSI。這也是意料之中的，因為總共只有6個功率半導體，更高的效率通常需要更多的硬件。
一個有趣的例外是，與2L-VSI中的正弦三角或SVM相比，不連續(xù)PWM顯著降低了功率損耗。Vienna整流器優(yōu)于配備DPWM1的2L-VSI，但在全功率下，它們的功率損耗大致相等。帶有SVM的3L-TNPC的功率損耗僅略低于Vienna整流器，而DPWM1的效率明顯更高。
這些結果只需幾分鐘就能收集到?？梢赃M行進一步的優(yōu)化，預計計算結果與實際結果之間會有一些差異是合理的。撇開免責聲明不談，這些趨勢是明確的，有助于指導拓撲和調(diào)制決策，至少有助于消除不可行的選項，轉(zhuǎn)而關注那些可能表現(xiàn)良好的選項。
www.unitedSiC.com
參考文獻
J.W. Kolar, T. Friedli, “The Essence of Three-Phase PFC Rectifier Systems”, Proceedings of the 33rd IEEE International Telecommunications Energy Conference (INTELEC 2011), Amsterdam, Netherlands, October 9-13, 2011
C. Grahame Holmes, Thomas A. Lipo, “Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and Practice”, IEEE Press and Wiley-Interscience, ISBN 0-471-20814-0, Copyright 2003
注：Jonathan Dodge是UnitedSiC P.E.
* 本文由PSD翻譯，并轉(zhuǎn)自PSD
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