【導讀】隨著汽車市場電氣化時代的到來，對電池充電器的需求越來越大。通過簡單的公式可以知道，功率越大，充電時間就越短。本文考慮的是三相電源，其所能提供的功率最高為單相電源的3 倍。
這里提及的三相 PFC 板是基于碳化硅 MOSFET 的車載充電器系統(tǒng)第一級的示例，它會提高系統(tǒng)效率并減少 BOM 內容。
開發(fā) PFC 板的主要目的是方便訪問不同設備，從而為測試階段和測量提供便利；外形尺寸優(yōu)化從來不是 EVB 的目標。
一 輸出電壓
在這里，三相 PFC 提供的輸出電壓被固定為 700 V（精度5%）。得益于 SiC 技術，熱容量可以擴展至更高的范圍。以 50 Hz、230 Vac 的輸入電壓為例，其最大可交付功率為 11 kW。
二 系統(tǒng)
▲高 fs 范圍 (60?140 kHz)
▲高效率（fs 100 kHz 時為 98.3%）
▲寬輸入范圍 (167 - 265 VPH rms)
▲雙向
▲三相全橋整流器
圖 1：板圖片
圖 2：拓撲-概覽
圖 3：三相 PFC 框圖
三 應用/控制概述
總體概念可參見圖 3。由于在概念定義期間，可測試性被設定為最高優(yōu)先級，因此所提供的板不以最高功率密度和/或緊湊性為目標。
當向輸入連接器提供 50Hz 的三相電壓時，板的行為很簡單；由于 PFC 拓撲的性質，輸出總線電容電壓會升高。由于每個 MOSFET 上都存在寄生續(xù)流二極管，帶有 MOSFET 的無橋 PFC 保證了從輸入到輸出的電流路徑。當 MOSFET 全部關斷時，電路板簡化為三相二極管橋。整流后的輸入交流電壓將根據電源電壓幅度和 MOSFET 體二極管的正向電壓，被設置為定義的電平。然而，輸入端至少要提供一個 167 Vrms 的電壓。因此，兩個不同線路上的電阻用作浪涌電流限制器。一旦總線電壓達到 400 V，雙管反激變換器便開始工作。它提供 24 V 電壓。藉此，一系列 DC/DC 穩(wěn)壓器可生成為數字和模擬電路供電所需的其他電壓電平。
在進行微喚醒時，除了驗證 ADC 通道的偏移電壓外，它還開始監(jiān)控總線電壓并檢測輸入電壓，從而確定電壓的頻率和相位角。該相位角將作為系統(tǒng)實現功率因數校正的基準角。
當直流總線電壓達到平坦狀態(tài)時，MCU 向繼電器發(fā)送指令，旁路電阻并允許輸出總線電壓進一步升高。但是，電壓增量將低于整流后的輸入電壓幅度 √6?VPH, RMS。
MCU 將等到總線電壓再次平坦，以便開始控制總線電壓，直到達到 700 V 的目標值。它不會一步達到目標值，而是跟隨一個平滑的斜坡發(fā)生器不斷變化，使總線電壓值按照參數化的斜坡達到最終的 700 V。
PFC 只實現了一種硬件保護，利用 NCV51705 柵極驅動器的 DESAT 功能防止過電流事件。根據 NVHL080N120SC1 碳化硅 MOSFET（N 溝道，1200 V，80 m，TO247?3L）的特性，將在板上設置 50 A 的閾值。
所有故障線路被集合在一起，以生成到 MCU 的單個輸入，而該 MCU 將為 PWM 生成提供硬件停止。只能通過 GUI 發(fā)送的復位命令或通過斷電/上電序列來復位故障條件，這兩種方式通常分別代表硬件/軟件復位。圖 4 總結了軟件層面的總體行為。
圖 4：激活直流總線電壓調節(jié)前的初步步驟流程圖
一旦應用處于直流總線電壓控制狀態(tài)，在沒有故障事件的情況下，MCU 將執(zhí)行磁場定向控制 (FOC) 電壓控制算法。
該控制算法類似于電機控制算法，即內部環(huán)路控制著電流分量，而外部環(huán)路控制著總線電壓。由于 PFC 的目標是保證每個相電壓和相電流之間的相位延遲為 0°，因此電壓調節(jié)將作用于 D 軸電流。Q 軸電流被設置為 0。D 軸表示“ACTIVE”電力分支，而 Q 軸則表示“REACTIVE”電力分支。圖 5 顯示了控制算法的框圖。
圖 5：控制框圖
為執(zhí)行控制算法而采樣的模擬量包括：
● 相電流 (x3)；
● 線路電壓（因為在輸入連接器 (x3) 處沒有提供中性點）；
● 直流總線電壓。
線路電壓用于確定交流電壓相量的實際位置。然后，使用角度 θ 將電流相位延遲調節(jié)到 0?，這是 PFC 的主要目標。電壓位置用于通過克拉克和帕克變換，從靜止 ABC 系統(tǒng)參考轉換到旋轉 DQ 坐標系（對于 PFC，D 軸表示相電壓相量的幅值）。
在 θ 已知的情況下，所有電量都可以在 DQ 系統(tǒng)中表示，這種簡化操作將確保能夠使用簡單的 PI/PID 調節(jié)器。順便說一下，PID 代表比例積分和微分調節(jié)，它可以單獨應用于系統(tǒng)，也可以組合在一起應用于系統(tǒng)。無論是哪種情況，正確的選擇要取決于待調節(jié)設備的傳遞函數。
當可提供一個常數作為參考量時，PI 調節(jié)器確實可以有效地將誤差調節(jié)為零，但不能調節(jié)交流參考量。在任何情況下，都需要對 PI 調節(jié)器進行校準，以確保適當的系統(tǒng)穩(wěn)定性，并在 PI 環(huán)路帶寬與時間響應之間進行合理的折衷。通常期望電流環(huán)路（內部）的響應較快，外部環(huán)路（電壓）的響應較慢。
圖 7 提供了所實現的控制環(huán)路的詳細圖形。無論所選擇的 PWM 調制頻率如何，該控制環(huán)路都將以 20kHz 運行。盡管存在同步程序以使 ADC 外設由特定 PWM 計數器值觸發(fā)，但 PWM 頻率幾乎獨立于控制頻率。
該程序允許保持相電流之間的良好關系，在中性點隔離的星形連接三相系統(tǒng)中，電流和的瞬時值應等于零。
所選 MCU 為通用 MCU，它基于 Arm?M3、時鐘頻率 84 Mhz、單 S/H 和 ADC，具有多路復用輸入通道、1 MSPS 和 12 位。一次 ADC 轉換的延遲時間約為 1 μs。
由于讀取延遲、快速 PWM 頻率、瞬時開關狀態(tài)和升壓電感等原因，每個相位中流動的電流可以在極短的時間內發(fā)生顯著變化。因此，為了克服這種有問題的情況，系統(tǒng)會在三個連續(xù)的 PWM 周期內對電流進行采樣。這意味著可用于相應功能的最小 PWM 頻率是控制策略的三倍，也就是 60kHz。當然，所允許的最大 PWM 頻率也存在限制，即 140 kHz。再次觸發(fā) ADC 外設進行新的測量之前，在每個 PWM 周期中執(zhí)行測量所需的等待時間會引入該限制。圖 6 顯示了這種限制背后的原因。
圖 6：主要外設交互和控制算法執(zhí)行
從圖 6 中可以看出，只有在滿足以下條件的情況下，才能發(fā)出新的 ADC 觸發(fā)器：對三個模擬量（1 個電流和 2 個電壓）進行了采樣；ADC 的轉換結束中斷已發(fā)送給 CPU（以將結果數據寄存器存儲到內存中）；已為新的測量準備好 ADC。每個程序大約需要 3.5 μs。在三個 PWM 周期之后，ADC 不再被觸發(fā)，直到發(fā)生重新初始化讀取策略的新控制中斷。
控制期內收集的模擬量將用于下一個可用控制期。從 ADC 進行模擬量采樣的時間與在控制策略中有效使用模擬量的時間之間存在確定性延遲。不過，這種延遲不會予以補償，原因是主工作頻率要遠低于所選的控制頻率周期，因此延遲被視為是可以忽略的。
一旦 ADC 模擬量可用，實現控制就簡單多了，如圖 7 所示。
圖 7：控制算法詳述
如前所述，調制頻率可以在 60kHz 到 140kHz 之間的范圍內進行選擇，這就是使用碳化硅 MOSFET 的好處。當然，從系統(tǒng)行為的角度來看，提高開關頻率將意味著更高的開關損耗，這會實質上導致芯片溫度的升高，進而增加傳導損耗，原因就在于 RDS,ON會隨著溫度而增大。正是出于這個原因，可以預見板上應該有一個風扇，其目的是讓 SiC MOSFET 所在位置的散熱器能冷卻下來。風扇由 MCU 驅動，但目前其轉速將固定不變?？梢愿鶕c ID,REF 成正比的有效功率輸送來實現對風扇轉速的調節(jié)。
為了減輕損失并提高系統(tǒng)效率，可以實施不同的驅動策略。在結果部分中提供了更多的詳細信息。
四 硬件概述
本系統(tǒng)由兩塊板組成：一塊 4 層電源板和一塊 4 層控制板。
電源板將嵌入：
● 從輸入到總線電壓的所有電路（繼電器、升壓電感器、SiC MOSFET、直流總線電容）；
● 用于模擬信號調節(jié)的第一級電路（處理成 5V 范圍內）；
● 風扇及其驅動電路；
● 柵極驅動器子系統(tǒng)（對每個 MOSFET 而言都是相同的）；
● 高電平至 24 V DCDC 轉換器；
● 分布式連接器（以最大程度減小開關節(jié)點的環(huán)路長度）。
控制板將嵌入：
● 微控制器及其隔離編程電路（通過串行通信）；
● 24 V 至各種直流電壓電平（如圖 3 所示）；
● 第二級模擬信號調節(jié)（采用電源板輸入并調節(jié)至 3.3V 范圍）；
● 邏輯柵極（用于處理來自柵極驅動器的故障信號）；
● LED 和分布式連接器（根據電源板）。
五 風扇
風扇需要兩個引腳：
● FAN_ON_OFF：將引腳設置為高電平會為風扇提供 24 V 電壓。
● FAN_PWM：這是一個脈寬調制引腳。占空比越高，風扇轉速就越快，進而吹入的空氣越多。
六 繼電器
由繼電器的布局可以預見：上電時，安裝在板上的 13.6 個功率電阻器會限制浪涌電流。通過切換 INRUSH_OFF 引腳將數字值設置為高電平，可斷開電阻器。上電時，該引腳被初始化為低電平。
七 柵極驅動器系統(tǒng)
板上帶有六個對稱結構的柵極驅動器。它們中的每一個都包含一個隔離式 DCDC 轉換器、一個數字隔離器和 NCP51705 柵極驅動器。NVP51705 是一個用于驅動 SiC MOSFET 的專用器件。每個部分都有 3 個數字引腳：2 個輸入和 1 個輸出（這是從柵極驅動器的角度看；如果是從 MCU 的角度看，則為 2 個輸出和 1 個輸入）。MCU 必須為每個驅動器提供禁用信號；它實際上表示 PWM 信號的反相輸入和 PWM 信號本身。MCU 必須檢測故障引腳。它表示柵極驅動器電平的故障狀態(tài)。
柵極驅動器故障一旦確立，它就會自動禁用 PWM 輸出。故障引腳用于向 MCU 發(fā)出故障狀態(tài)信號。這種故障通常是由于過電流事件引起的，盡管其他異常情況也可能觸發(fā)此故障。
一旦發(fā)生故障事件，便不再向柵極驅動器提供 PWM 信號，同時 DISABLE 引腳再次投入工作。
每個柵極驅動器的故障引腳都匯集于“or”端口，共有六個輸入。然后，所生成的 PWM_FAULT 將連接至 MCU 上可用的硬件 PWM 故障引腳。
DISABLE 引腳應初始化為 HIGH（高電平），以禁用柵極驅動器功能。當控制策略能夠發(fā)送有效的占空比信息時，必須將 DISABLE 設置為低電平。
八 測試
系統(tǒng)將生成以下測試結果，為板提供 50Hz 的 230 Vrms 電壓。
控制算法被配置為提供 100 kHz 的開關頻率和 100 ns 的死區(qū)時間。所用的升壓電感器具有 330H 的平均電感值。
用于驅動 MOSFET 的柵極電阻值為 22 Ω（對于源極）和 4.7 Ω（對于漏極），以確保在最大電流下具有以下開關特性：
圖 8：慢開關速度一側的 SiC MOSFET
針對不同情況，要實施并測試不同的 PWM 策略。每一項策略都會影響電感器高頻電流紋波，而低頻包絡線則跟隨輸出目標功率。雖然電流紋波與 PWM 頻率和總線電壓有關，但它也受到零序電壓的嚴重影響。零序電壓會影響 PWM 周期中電感器兩端的電壓生成。
圖 9：經過檢驗的調制策略
最后是選擇“不連續(xù) 1”調制策略的情況下，以 100kHz 運行 PFC 板的系統(tǒng)效率結果。
圖 11：fPWM = 100 kHz 時的效率結果
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