使用有源器件(例如MOSFET)的線性區(qū)域進(jìn)行功率控制并不是有效的解決方案。但如果功率控制被限制在控制范圍的低位或高位部分，那么使用線性區(qū)域卻是個(gè)不錯(cuò)的選擇。例如，如果我們希望將45W電烙鐵的功率控制在35W至45W之間，則一個(gè)有源器件將消耗約0.1W～4W的電量。
圖1中所顯示的電路正是基于這一點(diǎn)開發(fā)出來的。
圖1：基于有源器件的線性區(qū)域進(jìn)行功率控制。
在這個(gè)電路當(dāng)中，VOM1271光電耦合器是通過簡(jiǎn)單的電流源來驅(qū)動(dòng)的。VOM1271的最大輸出電壓可達(dá)到8.4V。圖2顯示了輸入正向電流(IF)與輸出短路電流(ISC)之間本質(zhì)上的線性關(guān)系。在光電輸出未達(dá)到開路電壓(8V)時(shí)，其行為與恒流源相似。該輸出電壓可用于驅(qū)動(dòng)閾值電壓(VTH)低于8V的MOSFET。
圖2：輸入正向電流(IF)與輸出短路電流(ISC)之間的線性關(guān)系。
對(duì)于線性模式下的MOSFET而言，其中的一個(gè)難題就是，即使是相同批次的器件，它們的柵源閾值電壓也會(huì)各不相同。在柵源電壓(VGS)超過閾值之后，漏極電流迅速增加，但VGS的變化卻不大(參考文獻(xiàn)1)。被應(yīng)用到Q3和Q4柵極的輸出電壓(即VGS)根據(jù)Q3和Q4的跨導(dǎo)特性而改變，而光電耦合器輸出端上的MOSFET Q2正是通過這種方式被偏置。
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圖3顯示了VOM1271正向電流(IF)與柵源電壓之間的關(guān)系。在僅有少量正向電流的情況下，柵源電壓在增加到膝點(diǎn)電壓的過程中斜率為m1。因?yàn)镽5+R6+R7>>R4，所以該斜率幾乎與(1/(R5+R6+R7))成正比?？梢哉{(diào)整R7的值，從而使膝點(diǎn)電壓與Q3和Q4的閾值電壓(約為4V到5V之間)相匹配。超過膝點(diǎn)之后，隨著正向電流的增加，柵源電壓的變化速度變慢且此時(shí)的斜率m2也更高，這與MOSFET柵源電壓與ID的曲線類似。斜率m2通過微調(diào)R4(m2∝1/R4)來控制。
圖3：VOM1271正向電流(IF)與柵源電壓之間的關(guān)系。
如圖1所示，Q3與Q4相連接以引導(dǎo)交流電。45W的電烙鐵作為負(fù)載由電路進(jìn)行控制。因?yàn)镼3和Q4的閾值電壓可能會(huì)有所不同，所以要利用電阻值為1Ω的兩個(gè)電阻(即R8和R9)來抵消它們之間的部分電壓差。因?yàn)镼3和Q4獲得的是相同的柵極電壓，負(fù)載電流較高時(shí)會(huì)導(dǎo)致電壓降過大，而這往往也會(huì)使ID降低。在設(shè)定R8和R9的值時(shí)應(yīng)考慮交流負(fù)載：交流負(fù)載越大，它們的值應(yīng)越低。
圖4顯示了在不同的功率等級(jí)下負(fù)載兩端的電壓波形圖。由于閾值電壓存在差異，可以看見正負(fù)兩半部分之間有微小的不平衡，尤其在低功耗的情況下更是如此。這些波形就像是頂部被削平的正弦波波形。然而，與常見的雙向晶閘管(TRIAC)控制的波形相比，這種波形失真生成射頻干擾(RFI)的可能性較小。
圖4：不同功率等級(jí)下負(fù)載兩端的電壓波形圖。
盡管本設(shè)計(jì)實(shí)例中是用恒流源實(shí)現(xiàn)電源控制，但也可以用任何其它的控制源來替代。光學(xué)隔離可以在交流電情況下保證控制源的安全。盡管本例中的電路是用于交流電功率控制，但它也可以用于直流電功率控制。
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