- 討論5W可調(diào)光帶功率因數(shù)校正的LED驅(qū)動器設(shè)計
- 學習調(diào)光性能電路設(shè)計指南
- 兼容低成本的前沿調(diào)光器和更復雜的后沿調(diào)光器
一、電路特點描述
RD-251在12 V和18 V的LED燈串電壓下可提供350 mA單路恒流輸出。使用標準的AC市電可控硅調(diào)光器可將輸出電流降低至1% (3 mA)，這不會造成LED負載性能不穩(wěn)或發(fā)生閃爍。該電路可同時兼容低成本的前沿調(diào)光器和更復雜的后沿調(diào)光器。
該電路用于在通用AC輸入電壓范圍內(nèi)（85 VAC至265 VAC，47 Hz至63 Hz）進行工作，但在0 VAC至300 VAC的輸入電壓范圍內(nèi)也不會造成損壞。這樣可以提升現(xiàn)場應(yīng)用可靠性，延長在線電壓跌落和浪涌條件下的使用壽命。基于LinkSwitch-PL的設(shè)計可提供高功率因數(shù)(>0.9)，有助于滿足所有現(xiàn)行國際標準的要求，可使單個設(shè)計全球通用。
該電源所選用的外形可滿足標準梨形(A19) LED替換燈的要求。輸出采用非隔離式，要求外殼的機械設(shè)計能夠?qū)㈦娫摧敵龊蚅ED負載與用戶隔離。
二、電路圖（去除突出顯示的結(jié)構(gòu)框即可用于非調(diào)光應(yīng)用）
注釋：C1、R22及C12未裝配。
對于非調(diào)光應(yīng)用，可去除有源衰減電路和泄放電路，以便檢測到以下元件： Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
對于僅高壓應(yīng)用，要想匹配如REV 300 W這樣的高漏感調(diào)光器， 可微調(diào)Busch 2250 (600 W)或下列類似元件。將F1替換為47/ 2W可熔電阻，將R7和R8替換為20，將C6替換為220 nF，將R10和R11替換為最小值510 /0.5 W，將C3替換為150nF，并將R16替換為1k/0.25 W。
三、電路原理分析
本電路為非隔離式、非連續(xù)導通模式反激轉(zhuǎn)換器電路，以350 mA的輸出電流為電壓為12V到18 V的LED燈串提供驅(qū)動。驅(qū)動器完全能夠在寬輸入電壓范圍內(nèi)工作，并提供高功率因數(shù)。本電路可同時滿足輸入浪涌和EMI要求，其元件數(shù)較少，能夠使電路板尺寸滿足LED燈泡替換應(yīng)用的要求。
3.1調(diào)光性能電路設(shè)計指南
對于使用低成本的可控硅前沿相控調(diào)光器提供輸出調(diào)光的要求，我們需要在設(shè)計時進行全面的權(quán)衡。由于LED照明的功耗非常低，整燈吸收的電流通常要小于調(diào)光器內(nèi)可控硅的維持電流。這樣會產(chǎn)生調(diào)光范圍受限和/或閃爍等不良情況。由于LED驅(qū)動器的阻抗相對較大，因此在可控硅導通時，會產(chǎn)生很嚴重的振蕩。在可控硅導通的一瞬間，一股非常大的浪涌電流會流入驅(qū)動器的輸入電容，從而激發(fā)線路電感并造成電流振蕩。這同樣會造成類似不良情況，因為振蕩會使可控硅電流降至零并關(guān)斷，同時造成LED燈閃爍。
為克服這些問題，電路中采用了兩個電路功能塊–一個有源衰減電路和一個泄放電路。這些電路功能塊的缺點是會增大功耗，進而降低電源的效率。
在本設(shè)計中衰減電路和泄放電路的取值能夠使一個電路板與的絕大多數(shù)調(diào)光器（600 W以下的調(diào)光器并包括低成本前沿可控硅調(diào)光器）在整個輸入電壓范圍內(nèi)正常工作。這一設(shè)計可實現(xiàn)在高壓輸入時將一個燈連接一個調(diào)光器來實現(xiàn)無閃爍照明。
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一個燈在高壓下工作會導致最小輸出電流和最大浪涌電流（可控硅導通時），這代表最差情況。因此，主動衰減電路和泄放電路的作用非常明顯：泄放電路可降低阻抗，衰減電路可提高阻抗。但這會增加功耗，進而降低驅(qū)動器的效率和整個系統(tǒng)的效能。
要求將多個燈連接到一個調(diào)光器以便正常工作會降低泄放電路所需的電流，此時可增大R10和R11的值并減小C6的值。
如果使燈具僅在低壓（85 VAC至132 VAC）下工作時，可在前沿可控硅調(diào)光器導通時出現(xiàn)的峰值電流大幅降低時降低R7和R8的值。
這兩種更改都會降低散耗和提高效率。
對于非調(diào)光應(yīng)用，可直接省去這些元件，用跳線替代R7和R8，從而提高效率，但不會改變其他性能特性。
3.2輸入EMI濾波和輸入整流
EMI濾波器經(jīng)優(yōu)化可降低對調(diào)光性能的影響。電阻R20為可熔電阻。如果某個元件故障會導致輸入電流過大，應(yīng)選擇可熔電阻來使開路失效。與非PFC設(shè)計或無源PFC設(shè)計相比，薄膜電阻（相對于線繞電阻）是可以接受的。這會在輸入電容充電時降低瞬間功率耗散，但對于在高壓下工作的設(shè)計建議使用2 W的額定值。此外，它們可以限制相位超前可控硅調(diào)光器導通以及電容C4和C5充電時所產(chǎn)生的浪涌電流。當可控硅以90度或270度角導通時出現(xiàn)最差條件（浪涌電流達到最大），它對應(yīng)于AC波形的波峰。最后，它們可以在前沿可控硅導通時衰減在AC輸入阻抗與電源輸入級之間由浪涌電流再次導致的任何電流振蕩。
兩個π型差模濾波器EMI級與C1、R2、L1和C2一起形成一個級，C4、L2、R9和C5形成第二個級。在測試時發(fā)現(xiàn)，沒有要求C1滿足傳導EMI限值，因此沒有裝配。
AC輸入由BR1進行整流，由C4和C5進行濾波。所選取的總等效輸入電容（C4、C5與C6的和）可確保LinkSwitch-PL器件對AC輸入進行正確的過零點檢測，這對于在調(diào)光期間維持正常工作和實現(xiàn)最佳性能很有必要。
3.3 有源衰減電路
有源衰減電路用于限制調(diào)光器內(nèi)的可控硅導通時所產(chǎn)生的浪涌電流、相關(guān)電壓尖峰和振蕩。該電路在每個AC半周期的短暫時間內(nèi)連接與輸入整流管串聯(lián)的阻抗（R7和R8），在剩下的AC周期則通過一個并聯(lián)SCR (Q3)旁路。電阻R3、R4和C3決定Q3導通前的延遲時間。
3.4 泄放電路
電阻R10、R11和C6形成泄放電路，確保初始輸入電流量足以滿足可控硅的維持電流要求，特別是在可控硅導通角不夠大的情況下。
對于非調(diào)光應(yīng)用，可同時去除有源衰減電路和泄放電路。為此，可刪除下列元件：Q3、R20、R3、R4、R10、R11、C6及C3。 將R7、R8及R20替換為0歐電阻。
3.5 LinkSwitch-PL初級
LNK457DG器件(U1)集成了功率開關(guān)器件、振蕩器、輸出恒流控制、啟動以及保護功能。集成的725 V MOSFET提供更寬的電壓裕量，即使在發(fā)生輸入浪涌的情況下仍可確保高可靠性。該器件通過去耦電容C9從旁路引腳獲得供電。啟動后，C9由U1從內(nèi)部電流源并經(jīng)由漏極引腳進行充電，然后在正常工作期間則由輸出經(jīng)由R15和D4進行供電。
經(jīng)整流和濾波的輸入電壓加在T1初級繞組的一端。U1中集成的MOSFET驅(qū)動變壓器初級繞組的另一側(cè)。D2、R13、R12和C7形成RCD-R箝位電路，對漏感引起的漏極電壓尖峰進行限制。
二極管D6用于防止IC在功率MOSFET因反射輸出電壓超過DC總線電壓而關(guān)斷時產(chǎn)生負向振蕩（漏極電壓振蕩低于源極電壓），確保以最小輸入電容實現(xiàn)較高的功率因數(shù)。
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3.6 輸出整流
變壓器的次級由D5整流，由C11濾波。選用肖特基勢壘二極管來提高效率。由于C11在AC過零點期間提供能量存儲，因此它的值決定了線電壓頻率輸出紋波的幅值（因采用全波整流而為2 x fL ）。因此可根據(jù)所需的輸出紋波來調(diào)整該值。對于所顯示的680 微F值，輸出紋波為正負IO的50%。電阻R17和C10用來衰減高頻振蕩，改善傳導及輻射EMI。
3.7 輸出反饋
恒流模式設(shè)定點由R18上的電壓降決定，然后饋入U1的反饋引腳。輸出過壓保護由VR2和R14提供（R14對電流檢測信號的影響微不足道，可忽略不計）。
四、印刷電路板布局
印刷電路板頂部布局（上）和底部布局（下)
[page]五、裝配后的電路板
