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1 高頻變壓器中傳導(dǎo)EMI產(chǎn)生機(jī)理

以反激式變換器為例，其主電路如圖1所示。

開(kāi)關(guān)管開(kāi)通后，變壓器一次側(cè)電流逐漸增加，磁芯儲(chǔ)能也隨之增加。當(dāng)開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，二次側(cè)整流二極管導(dǎo)通，變壓器儲(chǔ)能被耦合到二次側(cè)，給負(fù)載供電。


在開(kāi)關(guān)電源中，輸入整流后的電流為尖脈沖電流，開(kāi)關(guān)開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)變換器中電壓、電流變化率很高，這些波形中含有豐富的高頻諧波。另外，在主開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)過(guò)程和整流二極管反向恢復(fù)過(guò)程中，電路的寄生電感、電容會(huì)發(fā)生高頻振蕩，以上這些都是電磁干擾的來(lái)源。開(kāi)關(guān)電源中存在大量的分布電容，這些分布電容給電磁干擾的傳遞提供了通路，如圖2所示。圖2中，LISN為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)，用于線路傳導(dǎo)干擾的測(cè)量。干擾信號(hào)通過(guò)導(dǎo)線、寄生電容等傳遞到變換器的輸入、輸出端，形成了傳導(dǎo)干擾。變壓器的各繞組之間也存在著大量的寄生電容，如圖3所示。圖3中，A、B、C、D4點(diǎn)與圖1中標(biāo)識(shí)的4點(diǎn)相對(duì)應(yīng)。


在圖1所示的反激式開(kāi)關(guān)電源中，變換器工作于連續(xù)模式時(shí)，開(kāi)關(guān)管VT導(dǎo)通后，B點(diǎn)電位低于A點(diǎn)，一次繞組匝間電容便會(huì)充電，充電電流由A流向B;VT關(guān)斷后，寄生電容反向充電，充電電流由B流向A。這樣，變壓器中便產(chǎn)生了差模傳導(dǎo)EMI。同時(shí)，電源元器件與大地之間的電位差也會(huì)產(chǎn)生高頻變化。由于元器件與大地、機(jī)殼之間存在著分布電容，便產(chǎn)生了在輸入端與大地、機(jī)殼所構(gòu)成回路之間流動(dòng)的共模傳導(dǎo)EMI電流。

具體到變壓器中，一次繞組與二次繞組之間的電位差也會(huì)產(chǎn)生高頻變化，通過(guò)寄生電容的耦合，從而產(chǎn)生了在一次側(cè)與二次側(cè)之間流動(dòng)的共模傳導(dǎo)EMI電流。交流等效回路及簡(jiǎn)化等效回路如圖4所示。圖4中：ZLISN為線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)的等效阻抗；CP為變壓器一次繞組與二次繞組間的寄生電容；ZG為大地不同點(diǎn)間的等效阻抗；CSG為輸出回路與地間的等效電容；Z為變壓器以外回路的等效阻抗。

2 變壓器中共模傳導(dǎo)EMI數(shù)學(xué)模型

以圖3所示的變壓器為例，最上層一次繞組與二次繞組間的寄生電容最大，是產(chǎn)生共模傳導(dǎo)EMI的主要原因，故以下主要分析這兩層間分布電容對(duì)共模傳導(dǎo)EMI的影響，忽略變壓器其他繞組對(duì)共模傳導(dǎo)EMI的影響。

設(shè)一次繞組有3層，每層m匝，二次繞組僅一層，為n匝。當(dāng)變壓器磁芯中的磁通發(fā)生變化，便會(huì)同時(shí)在一次側(cè)和次級(jí)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。根據(jù)疊加定理，可認(rèn)為這是僅一次繞組有感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)、二次繞組電動(dòng)勢(shì)為零和僅二次繞組有感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)、一次繞組電動(dòng)勢(shì)為零兩種情況的疊加。僅一次繞組有感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)、二次繞組電動(dòng)勢(shì)為零的情況如圖5所示。圖5中：e1為每匝一次繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)；C1x為一匝最外層一次繞組與二次繞組間的寄生電容。


在此情況下，由一次側(cè)流向次級(jí)的共模電流為：




在僅二次繞組有感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)、一次繞組電動(dòng)勢(shì)為零的情況如圖6所示。圖6中：e2為每匝二次繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)；C2x為一匝二次繞組與一次繞組最外層間的寄生電容。

在此情況下，由次級(jí)流向一次側(cè)的共模電流為：




根據(jù)疊加原理，可得在一次側(cè)最外層繞組和次級(jí)間流動(dòng)的共模電流：



3 屏蔽繞組抑制共模傳導(dǎo)EMI原理

根據(jù)圖3所示的結(jié)構(gòu)。繞制變壓器，并在交流整流濾波后增設(shè)13mH差模濾波電感和6.8差模濾波電容，對(duì)開(kāi)關(guān)電源進(jìn)行傳導(dǎo)EMI測(cè)試，結(jié)果如圖6所示。由圖6可見(jiàn)，傳導(dǎo)EMI非常嚴(yán)重，不能通過(guò)電磁干擾測(cè)試。在交流整流前增設(shè)35mH共模濾波電感，傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果如圖7所示，產(chǎn)品即可通過(guò)測(cè)試。比較測(cè)試結(jié)果可得出：在圖3所示的電路中，主要是由于大量共模傳導(dǎo)EMI，才使電源不能通過(guò)電磁干擾測(cè)試。

去掉共模濾波電感，在變壓器中增設(shè)一次側(cè)屏蔽繞組如圖8所示，并將E與A點(diǎn)（電容Cin正極）相連。此時(shí)，一次側(cè)屏蔽繞組代替了原一次繞組的最外層，假設(shè)一次側(cè)屏蔽繞組與二次繞組間的寄生電容與原變壓器一次側(cè)最外層繞組與二次繞組的寄生電容相同，則：



由式（4）可知：在電路工作情況不變的狀況下，共模電流i1的第一項(xiàng)減小為原來(lái)的1/（2m+1），故傳導(dǎo)EMI減小了，測(cè)試結(jié)果如圖9所示。

由于在共模傳導(dǎo)EMI的模型中輸入濾波電容Cin是短路的，因此，若將E與電容Cin負(fù)極相連，屏蔽繞組對(duì)傳導(dǎo)EMI的抑制效果與E點(diǎn)、A點(diǎn)相連的情況是一致的，測(cè)試結(jié)果如圖10和圖11所示。

在變壓器內(nèi)部再增設(shè)次級(jí)屏蔽繞組如圖12所示，并將E點(diǎn)與A點(diǎn)相連，將F點(diǎn)與C點(diǎn)相連，此時(shí)，一次側(cè)屏蔽繞組與次級(jí)屏蔽繞組的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)和寄生電容分布情況是基本一致的，近似有：



式（5）中：Cx為一側(cè)屏蔽繞組與另一屏蔽繞組間的寄生電容值。結(jié)合式（3）可知，通過(guò)兩屏蔽繞組耦合的共模電流近似為零，但一次側(cè)與次級(jí)屏蔽繞組不可能完全一致，因此，屏蔽繞組之間仍會(huì)有共模干擾電流，但得到了極大的衰減，測(cè)試結(jié)果如圖13所示。

如果將2層屏蔽繞組換為2層屏蔽銅箔，由于兩層屏蔽銅箔感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)和寄生電容分布的分布更為相似，因此，對(duì)共模傳導(dǎo)電流就有更好的抑制效果，測(cè)試結(jié)果如圖14所示。

理論及試驗(yàn)結(jié)果均表明：在變壓器中增加屏蔽層，可以對(duì)共模傳導(dǎo)EMI起抑制作用，尤以?xún)蓪鱼~箔的屏蔽效果最好。具體設(shè)計(jì)中，可根據(jù)電源共模傳導(dǎo)EMI的嚴(yán)重程度來(lái)選擇相應(yīng)的屏蔽措施。

由于各類(lèi)變換器中產(chǎn)生共模傳導(dǎo)EMI的機(jī)理是相同的，所以，上述共模傳導(dǎo)干擾的模型和屏蔽層的設(shè)計(jì)方法同樣適用于其他拓?fù)洹?br />
4 結(jié)語(yǔ)

由于開(kāi)關(guān)電源輸入、輸出側(cè)與大地之間存在著電位差的高頻變化，是造成共模EMI的根本原因。理論分析和試驗(yàn)結(jié)果表明，在一次繞組與二次繞組之間設(shè)置屏蔽繞組或屏蔽銅箔，可以抑制一次側(cè)與次級(jí)之間的共模電流，減少共模傳導(dǎo)EMI。


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