【導讀】目前對于可變負載的開關(guān)電源，產(chǎn)品最低輸出噪聲電壓也在70 mV以上。設(shè)計低電磁騷擾的開關(guān)電源，也就成了許多設(shè)計人員的希望，為此提出了種種方法。那么究竟如何降低開關(guān)電源的噪聲呢？
電源裝置是電子電氣設(shè)備中所不可缺少的部件，開關(guān)電源以其效率高、體積小、重量輕、電壓適應性好等優(yōu)點，受到相關(guān)行業(yè)的青睞。但目前存在的缺陷是電磁騷擾大，對環(huán)境或?qū)ζ渌O(shè)備造成不利影響。目前對于可變負載的開關(guān)電源，筆者所了解到的產(chǎn)品最低輸出噪聲電壓也在70 mV以上。設(shè)計低電磁騷擾的開關(guān)電源，也就成了許多設(shè)計人員的希望，為此提出了種種方法。
開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)與降噪原理
該開關(guān)電源的設(shè)計目標是穩(wěn)定20 V輸出，輸出電流0～2 A可變，用于音響系統(tǒng)。為了突出降低電磁噪聲的處理技術(shù)，簡化電路，用單片開關(guān)電源芯片TOP224Y進行設(shè)計。TOP224Y內(nèi)部已包含了PWM調(diào)制所需的所有電路以及激勵管輸出，由它激勵變壓器，開關(guān)頻率為100 kHz，內(nèi)部MOS激勵管的耐壓為700 V，輸出功率小于45 W。電路如圖1所示，該電路可以獲得更大的輸出功率，只需更改部分器件。圖1中左邊的電路R1，L1，D1，C1至C7是常規(guī)的共模濾波和整流電路，獲取約300 V的直流電壓供DC-DC變換電路使用；最右邊電路L5，C11等是普通的LC濾波電路；IC2，D8，R9，R10組成電壓反饋電路，形成閉環(huán)結(jié)構(gòu)，穩(wěn)定電源輸出電壓；中間部分是DC-DC變換器，降噪聲的關(guān)鍵是對這一部分的電路進行適當處理。
圖1：低噪聲開關(guān)電源原理圖
對于中間部分電路而言，TOP224Y作為PWM控制、激勵，都是常規(guī)處理。控制端C的工作電壓取自變壓器的反激勵電壓，其中D3是整流管，D4是發(fā)光二極管，用作指導燈。C端的反饋信號來自IC2的輸出。芯片的漏極輸出端D連接變壓器和R1，D2，其中R1是半導體壓敏電阻，與D2一起組成芯片限壓保護電路，防止芯片因過壓而擊穿。該項電路的激勵方式采用以正激勵為主的正、反混合激勵式，變壓器有4個繞組，其中2個是基本相似的輸出繞組n3,n4，它的同名端關(guān)系如圖2所示。
圖2：電路續(xù)流的路徑
DC-DC變換后的整流管使用了三只：D5，D6和D7，沒有獨立設(shè)置續(xù)流二極管，不同于其他電源電路。D5為續(xù)流而設(shè)置的復用二極管，D6和是正激勵脈沖整流二極管，D7是反激勵電壓整流二極管。L4是DC-DC變換后的第一級濾波電感。在正激勵期間，變壓器輸出繞組n3經(jīng)D6，L4輸出電流，第一級濾波電感L4中電流i4增大，同時，變壓器自身利益的激勵磁電流i1也在增大。
當正激勵結(jié)束馬上就進入反激勵階段，濾波電感L4中電流i4將從原值逐步減小。而變壓器中也會保持勵磁電流，但它是多繞組結(jié)構(gòu)，勵磁電流可以出現(xiàn)在任意一個繞組中，各電流方向以維持原磁場方向為準。如果控制當時的濾波電感電流i4>n1i1／n4，可以將變壓器磁芯中的勵磁電流全部轉(zhuǎn)移至n4繞組。也就是電流i4流經(jīng)變壓器輸出繞組n4，除了維持變壓器磁芯磁場，尚有多余，其余量在n4與n3中按匝數(shù)比分配。此時，二極管D5馬上導通，二極管D6繼續(xù)導通，而二極管D7仍然截止。變壓器繞組無感生電壓，不放釋放磁場能。隨著濾波電感儲能的釋放，電流i4逐步減小，直至i4=n1i1／n4時，D6進入截止狀態(tài)?？梢奃6沒有被除數(shù)強迫截止，處理得當，可以消除其關(guān)斷噪聲。接著，變壓器開始產(chǎn)生反激勵電動勢而釋放儲能，二極管D7開始導通，變壓器的反激勵電壓被限制。直到變壓器儲能釋放盡，等待下一個周期的激勵。
按照這一方法處理，可以消除整流二極管D6的硬關(guān)斷噪聲，但變壓器漏感造成的芯片激勵管的硬關(guān)斷噪聲仍然存在，這里的輔助繞組可以起到一定的吸收作用。對于整流二極管的硬開通噪聲，仍采用RC電路吸收能量，降低噪聲，如圖1中的R7，C10電路。
