【導(dǎo)讀】隨著電力電子應(yīng)用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個模塊已經(jīng)無法滿足其需求，功率器件的并聯(lián)應(yīng)用由于其經(jīng)濟(jì)性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統(tǒng)的總體布局無法達(dá)到完全的對稱，使得理想化的靜、動態(tài)電流分布難以實(shí)現(xiàn)進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。
摘要
隨著電力電子應(yīng)用越發(fā)趨于高壓與高功率密度，單個模塊已經(jīng)無法滿足其需求，功率器件的并聯(lián)應(yīng)用由于其經(jīng)濟(jì)性與可行性成為了解決該矛盾的有效方法。然而，并聯(lián)系統(tǒng)的總體布局無法達(dá)到完全的對稱，使得理想化的靜、動態(tài)電流分布難以實(shí)現(xiàn)進(jìn)而限制了并聯(lián)器件的利用率。本文主要分析和比較了驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)和功率回路耦合特性對于并聯(lián)IGBT均流特性的影響，并通過試驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。
引 言
作為一種電壓控制型器件，絕緣柵雙極型晶體管(insulated-gate bipolar transistor，IGBT)由于其通態(tài)壓降低、開關(guān)速度高、通流能力強(qiáng)等特點(diǎn)，在軌道交通、可再生能源和工業(yè)傳動等領(lǐng)域中應(yīng)用廣泛?？紤]到成本及系統(tǒng)的復(fù)雜度，通常會以功率器件并聯(lián)的方式提高功率變流器的電流容量[1]，與此同時(shí)，各廠商還會優(yōu)化器件的內(nèi)部結(jié)構(gòu)以及在驅(qū)動電路的并聯(lián)控制能力上投入資源以滿足用戶的需求[2]。具有低寄生電感、高功率密度、可擴(kuò)展性和模塊化特點(diǎn)的LinPak[3-4],XHP[5-6],LV/HV100等半橋模塊可以為提升并聯(lián)系統(tǒng)電流密度及節(jié)約成本提供助力[7-8]。盡管半橋IGBT模塊上、下橋臂間的寄生參數(shù)得到了有效抑制，來自直流側(cè)母排和負(fù)載路徑的寄生電感仍會對均流特性產(chǎn)生較大影響，因此，分析驅(qū)動方式和功率回路寄生參數(shù)在均流特性上產(chǎn)生的影響對于進(jìn)一步提升并聯(lián)系統(tǒng)的功率密度及可靠性具有重要意義[9]。
本文在第二章節(jié)對于兩種常用于IGBT并聯(lián)的驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行了討論，并在下一章節(jié)通過理論公式推導(dǎo)和電路仿真，就耦合產(chǎn)生的互感對于并聯(lián)系統(tǒng)均流特性的影響進(jìn)行了分析，隨后，通過試驗(yàn)比較了兩種并聯(lián)驅(qū)動方式的差異并驗(yàn)證對于功率回路耦合特性的相關(guān)分析。
驅(qū)動方式對于并聯(lián)IGBT的影響
現(xiàn)有的商業(yè)化IGBT并聯(lián)驅(qū)動電路可簡單地分為單核驅(qū)動和多核驅(qū)動兩種，此處的單核驅(qū)動是指僅將控制信號通過一個驅(qū)動核隔離、放大后經(jīng)過各IGBT上安置的適配板實(shí)現(xiàn)其并聯(lián)開關(guān)，當(dāng)各并聯(lián)IGBT的適配板僅含有門極驅(qū)動電阻、門極電容以及用于過流保護(hù)的二極管等無源器件時(shí)驅(qū)動核與適配板間引線長度的不一致會對并聯(lián)IGBT的動態(tài)均流特性產(chǎn)色較大的影響（如圖1(a)左側(cè)部分所示）。在增添了推挽結(jié)構(gòu)后（如圖1(a)右側(cè)部分所示），由于驅(qū)動輸出側(cè)更加靠近門極，使得引線長度差異引起的不均流得到了更好的抑制[10-14]。
本文中的多核驅(qū)動（如圖1(b)所示）通過設(shè)置互相磁隔離的分立驅(qū)動單元方式實(shí)現(xiàn)各IGBT模塊門極驅(qū)動信號間的解耦。這種結(jié)構(gòu)通常對于各分立單元間驅(qū)動信號的一致性有著較高的要求，僅幾十納秒的延遲差異或幾百毫伏的門極電壓差異都會引發(fā)嚴(yán)重的動態(tài)不均流問題。雖然單核驅(qū)動方式在成本和電路復(fù)雜程度上較于多核驅(qū)動方式具有一定的優(yōu)勢，但該種驅(qū)動方式下，驅(qū)動信號回路與功率回路均存在公共點(diǎn)，由此而引入的環(huán)路問題將會對門極電壓產(chǎn)生較大的影響。
功率回路結(jié)構(gòu)對并聯(lián)IGBT的影響
當(dāng)并聯(lián)IGBT在較小感性負(fù)載（本次研究中為20μH）下處于通態(tài)時(shí)，并聯(lián)IGBT所在支路間以及并聯(lián)IGBT支路與負(fù)載所在路徑間的磁耦合將會對并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性帶來消極的影響。由于負(fù)載電感值遠(yuǎn)大于功率回路寄生電感，假設(shè)剛進(jìn)入通態(tài)時(shí)各并聯(lián)IGBT的集電極電流變化率幾乎相等，各并聯(lián)支路的壓降可以表示為:
考慮了寄生電感L’σi與Lσc，它們可與互感系數(shù)Mi一同對耦合效應(yīng)進(jìn)行描述，其中L’σi表示在空間上與負(fù)載線纜平行的導(dǎo)體的自感，它們包括IGBT模塊內(nèi)部的母排或平面導(dǎo)體以及模塊外部的疊層母排和匯流銅排等。相對地，Lσi表示支路中與負(fù)載線纜在空間上相垂直的導(dǎo)體的自感。當(dāng)各并聯(lián)IGBT所在支路具有較為接近的幾何尺寸且對稱分布時(shí)，可以近似地認(rèn)為Lσ1=Lσ2=Lσ3=Lσ4且L’σ1=L’σ2=L’σ3=L’σ4。由于L’σi與Lσc間存在磁耦合，與構(gòu)成vC’E’的其它電壓方向相反的感應(yīng)電壓Mi·(diL/dt)將存在于各支路上?；ジ邢禂?shù)通常與導(dǎo)體的尺寸與兩導(dǎo)體間距離的比值有關(guān)，而在導(dǎo)體尺寸保持不變的情況下，兩導(dǎo)體距離越近，互感系數(shù)Mi的越大，進(jìn)而使得此時(shí)刻對應(yīng)通態(tài)飽和壓降VCEi越大，與之對應(yīng)的集電極電流也會越大。實(shí)際上，各并聯(lián)支路間的互感也會在一定程度上對均流特性產(chǎn)生影響[15-17]，本次研究則更多地關(guān)注并聯(lián)IGBT所在支路與負(fù)載路徑將的耦合效應(yīng)。
圖2.考慮耦合效應(yīng)的并聯(lián)等效電路
圖3.負(fù)載線纜及單個IGBT內(nèi)部結(jié)構(gòu)示意
互感系數(shù)Mi在用于連接并聯(lián)IGBT的母排和IGBT封裝內(nèi)部的部分導(dǎo)體上均有所體現(xiàn)，例如在圖3[18]中，屬于IGBT內(nèi)部的“collector plane”和“emitter plane”與負(fù)載線纜亦存在著磁耦合。因此，對于負(fù)載線纜與IGBT支路（包括“collector/emitter plane”及IGBT封裝外部的母排）間互感的分析可簡化為圖4所示的結(jié)構(gòu)，負(fù)載線纜和IGBT支路可以分別簡化為一根流過電流為IL長直導(dǎo)線和一塊矩形金屬薄片（“d”和“l(fā)”分別為金屬薄片的寬度和長度）。
圖4.簡化后模型示意
通過在式（2）和式（3）中計(jì)算的磁感應(yīng)強(qiáng)度與磁通量，互感系數(shù)M可以通過式（4）得到，該式表明互感系數(shù)M與負(fù)載線纜和IGBT支路間的距離以及支路的幾何尺寸有關(guān)，當(dāng)負(fù)載線纜與支路間的水平距離縮小到一定程度時(shí)將會有效地影響互感系數(shù)M的大小。
考慮到負(fù)載線纜與IGBT支路幾乎在同一水平面這一較為嚴(yán)重的磁耦合情況，由此列舉的兩類耦合方式如圖5所示?；ジ邢禂?shù)M的求解可以轉(zhuǎn)化為式（5）所示的形式，考慮實(shí)際應(yīng)用時(shí)的尺寸及計(jì)算的簡化，每個IGBT支路被近似為長度l為290mm的矩形金屬薄片。為了進(jìn)一步簡化計(jì)算，考慮各并聯(lián)IGBT以互相緊靠的方式完成安置，式（5）中負(fù)載線纜與IGBT支路間的水平距離“a”的值被設(shè)定為支路導(dǎo)體寬度“d”的倍數(shù)。若要在此基礎(chǔ)上進(jìn)行更為的計(jì)算，則需要考慮構(gòu)成IGBT所在支路中每一部分導(dǎo)體上的互感
耦合類型A
耦合類型B
圖5.兩種耦合類型示意
通過近似計(jì)算，得到了耦合類型A中各并聯(lián)IGBT支路的互感系數(shù)：M1≈40nH,M2≈17nH,M3≈11nH, M4≈9nH；類似地，耦合類型B中：M1≈20nH, M2≈64nH,M3≈64nH,M4≈20nH。
如圖6所示，通過PSpice軟件對兩類耦合方式搭建測試電路進(jìn)行了仿真。憑借“ANALOG”庫中的“K_Linear”元件以及用于代替IGBT的理想開關(guān)，負(fù)載線纜與各IGBT所在支路間的耦合效應(yīng)得以實(shí)現(xiàn)，耦合類型A和B對應(yīng)的靜態(tài)電流分布分別如圖7和圖8所示。
圖6.仿真電路
通過在式（6）中定義不均衡度δ以衡量均流特性。結(jié)合仿真波形與式（6）進(jìn)行計(jì)算，可得到總電流接近1000A時(shí)，耦合類型A中不均衡度δ=12.09%，同樣可得到耦合類型B中不均衡度δ=17.66%。在圖5(a)所示結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，將負(fù)載線纜與T1管間的水平距離增加至“3d”（即a1=3d,a2=5d, a3=7d,a1=9d）得到了圖9所示的電流分布，其不均衡度δ=4.33%，各支路互感系數(shù)M1≈17nH, M2≈11nH,M3≈9nH,M4≈6nH。
圖7.耦合類型A靜態(tài)電流分布
圖8.耦合類型B靜態(tài)電流分布
圖9.耦合類型A’靜態(tài)電流分布
測試方案及實(shí)驗(yàn)結(jié)果
為了實(shí)際觀測兩種驅(qū)動方式的工作特性，搭建了由英飛凌FF450R33TE3模塊組成的并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺如圖10所示。由于示波器通道限制，觀測對象為T1管門極電壓以及T1、T2、T3管下橋臂的集電極電流（使用羅氏線圈進(jìn)行測量）。兩種驅(qū)動方式下的測試波形如圖11所示（測試時(shí)母線電壓為1000V，總電流為1000A）。
圖10.并聯(lián)特性雙脈沖測試平臺
通過圖11可知，單核驅(qū)動方式下并聯(lián)IGBT的集電極電流在開關(guān)過程中開始上升或下降的一致性較好，但門極電壓易受到環(huán)路電流的影響產(chǎn)生振蕩；多核驅(qū)動方式下的門極電壓雖然更加穩(wěn)定，在開通過程中由于各門極電壓達(dá)到閾值的時(shí)刻不一致使得集電極電流開始上升的時(shí)刻存在近180ns的差異。觀測到的靜態(tài)不均流現(xiàn)象主要于功率回路磁耦合效應(yīng)，它的相關(guān)驗(yàn)證將在接下來的內(nèi)容中進(jìn)行說明。
單核驅(qū)動測試波形
多核驅(qū)動測試波形
圖11.兩種驅(qū)動方式下雙脈沖測試波形示意
圖5(a)和圖5(b)對應(yīng)的兩類耦合類型在雙脈沖測試下的靜態(tài)均流特性如圖12(a)和圖12(b)所示，耦合類型對應(yīng)的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示，通過式（6）計(jì)算可知耦合類型A中不均衡度δ=32.78%，耦合類型B中不均衡度δ=19.08%。與仿真得到的結(jié)果相比，負(fù)載線纜與水平方向相平行的部分也可能經(jīng)過與母排或模塊內(nèi)部導(dǎo)體平面的磁耦合對均流特性產(chǎn)生了影響，使得雙脈沖測試得到的耦合類型A、B對應(yīng)集電極電流分布和不均衡度較于仿真仍存在一定的差距。
耦合類型A集電機(jī)電流分布
耦合類型B集電機(jī)電流分布
圖12.兩種耦合類型集電極電流分布
耦合類型A集電機(jī)電流分布
耦合類型A集電機(jī)電流分布
圖13.耦合類型C結(jié)構(gòu)示意及其均流特性
通過增大產(chǎn)生耦合效應(yīng)的負(fù)載線纜與并聯(lián)IGBT支路間的距離以抑制互感系數(shù)并加強(qiáng)耦合支路間的對稱性，可以使得靜態(tài)均流特性得到進(jìn)一步的改善。由此對應(yīng)的耦合類型C的實(shí)際結(jié)構(gòu)與靜態(tài)均流特性如圖13所示，該耦合類型下并聯(lián)IGBT的集電極電流分布為：IC1=283A,IC2=274A,IC3=272A,IC4=255A，而不均衡度δ則被抑制到了2.58%。
表1.兩種耦合類型下的靜態(tài)電流分布
結(jié)論及后續(xù)工作
通過討論電路結(jié)構(gòu)和進(jìn)行測試，對比了兩類并聯(lián)驅(qū)動方式工作特性的差異。利用等效電路及雙脈沖測試，分析了負(fù)載路徑與并聯(lián)IGBT所在支路間存在的磁耦合在感性負(fù)載較小的情況下，由于互感系數(shù)的差異對于并聯(lián)IGBT的靜態(tài)均流特性產(chǎn)生的影響，隨后提議了一種靜態(tài)均流特性更好的功率回路配置方式。
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