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詳解三相無(wú)中線Vienna拓?fù)潆娐?/h2>
發(fā)布時(shí)間：2020-02-28 來(lái)源：Microchip ，作者：應(yīng)用工程師張少維責(zé)任編輯：lina

【導(dǎo)讀】最近這幾年充電模塊是熱門(mén)，從最開(kāi)始的7.5 kW、10 kW到后面的15 kW、20 kW，功率等級(jí)不斷的提高?，F(xiàn)在市場(chǎng)上的大功率充電模塊絕大部分都是三相輸入，PFC部分也基本都是采用的三相無(wú)中線Vienna結(jié)構(gòu)的拓?fù)?。結(jié)合Microchip的MCU和功率半導(dǎo)體，和大家分享一下。由于本人水平有限，也難免會(huì)有一些個(gè)人見(jiàn)解有誤的地方，希望和大家一起探討交流。

一. 序言

最近這幾年充電模塊是熱門(mén)，從最開(kāi)始的7.5 kW、10 kW到后面的15 kW、20 kW，功率等級(jí)不斷的提高。現(xiàn)在市場(chǎng)上的大功率充電模塊絕大部分都是三相輸入，PFC部分也基本都是采用的三相無(wú)中線Vienna結(jié)構(gòu)的拓?fù)洹＝Y(jié)合Microchip的MCU和功率半導(dǎo)體，和大家分享一下。由于本人水平有限，也難免會(huì)有一些個(gè)人見(jiàn)解有誤的地方，希望和大家一起探討交流。

二. 主電路的組成

1. 主拓?fù)?/div>

如圖1所示，主拓?fù)涫侨郪ienna PFC拓?fù)涞闹麟娐罚?/div>

圖1 三相三電平Vienna主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1) 三相二極管整流橋，使用超快恢復(fù)二極管或SiC二極管；

2) 每相一個(gè)雙向開(kāi)關(guān)，每個(gè)雙向開(kāi)關(guān)由兩個(gè)MOS管組成，利用了其固有的反并聯(lián)體二極管，共用驅(qū)動(dòng)信號(hào)，降低了控制和驅(qū)動(dòng)的難度。相比其他組合方案，具有效率高、器件數(shù)量少的有點(diǎn)；

3) 電流流過(guò)的半導(dǎo)體數(shù)量最少：以a相為例，雙向開(kāi)關(guān)Sa導(dǎo)通時(shí)，電流流過(guò)2個(gè)半導(dǎo)體器件，euo = 0，橋臂中點(diǎn)被嵌位到PFC母線電容中點(diǎn)；雙向開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，電流流過(guò)1個(gè)二極管，iu > 0時(shí)euo = 400V， iu < 0時(shí)euo = -400V，橋臂中點(diǎn)被嵌位到PFC正母線或負(fù)母線。

圖2 單相電流路徑

電路的工作方式靠控制Sa、Sb、Sc的通斷，來(lái)控制PFC電感的充放電，由于PFC的PF值接近1，在分析其工作原理時(shí)可以認(rèn)為電感電流和輸入電壓同相，三相電平衡，并且各相差120度。

2. 等效電路

1) 三相三電平Boost整流器可以被認(rèn)為是三個(gè)單相倍壓Boost整流器的Y型并聯(lián)；

2) 三個(gè)高頻Boost電感，采用CCM模式，減少開(kāi)關(guān)電流應(yīng)力和EMI噪聲；

3) 兩個(gè)電解電容構(gòu)成電容中點(diǎn)，提供了三電平運(yùn)行的條件；

圖3 單相整流電路

圖4 主電路等效電路

根據(jù)等效電路，各參數(shù)表達(dá)式如下：

注：

這個(gè)eun的表達(dá)式非常重要，是后面很多公式計(jì)算的基礎(chǔ)，推導(dǎo)如下。

將如圖1所示的主電路進(jìn)行等效：

圖5 電路等效圖

列出電路的平衡方程，其中三相平衡下:

在任意時(shí)刻：

化簡(jiǎn)得到：

因此：

其中Vuo，Vvo，Vwo，是三相端點(diǎn)A、B和C的電壓， L ＝ La= Lb= Lc。

三. 工作原理

1. 主電路的開(kāi)關(guān)狀態(tài)

三相交流電壓波形如圖6所示，U.V.W各相差120度

圖6 三相交流電壓波形

通過(guò)主電路可以看出，當(dāng)每相的開(kāi)關(guān)Sa、Sb、Sc導(dǎo)通時(shí)，U、V、W連接到電容的中點(diǎn)O，電感La、Lb、Lc通過(guò)Sa、Sb、Sc充電，每相的開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，U、V、W連接到電容的正電平（電流為正時(shí)）后者負(fù)電平（電流為負(fù)時(shí)），電感通過(guò)D1-D6放電，以0~30度為例，ia、ic大于零，ib小于零。

每個(gè)橋臂中點(diǎn)有三種狀態(tài)，三個(gè)橋臂就是3^3=27種狀態(tài)，但不能同時(shí)為PPP和NNN狀態(tài)，故共有25種開(kāi)關(guān)狀態(tài)；開(kāi)關(guān)狀態(tài)見(jiàn)附件！

開(kāi)關(guān)狀態(tài).xlsx

2. 主電路發(fā)波方式

主電路的工作狀態(tài)與發(fā)波方案有比較大的關(guān)系，采用不同的發(fā)波方案會(huì)在每個(gè)周期產(chǎn)生不同的工作狀態(tài)。一般Vienna拓?fù)洳捎肈SP數(shù)字控制，控制靈活，可移植性強(qiáng)。

(1)采用單路鋸齒波載波調(diào)制電流環(huán)控制器輸出的調(diào)制信號(hào)被饋送給鋸齒波載波，如圖7所示，保持恒定的開(kāi)關(guān)頻率；在0~30度這個(gè)扇區(qū)內(nèi)，每個(gè)周期產(chǎn)生4個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，由于波形不對(duì)稱(chēng)，電流波形的開(kāi)關(guān)紋波的諧波比較大；采用該種方式進(jìn)行調(diào)試，橋臂中點(diǎn)線電壓的最大步進(jìn)是2Ed（Ed為母線電壓的一半，400V）；

圖7 鋸齒波載波方式

(2)采用相位相差180度的高頻三角載波，如圖8所示，當(dāng)對(duì)應(yīng)的輸入電壓是正半周的時(shí)候，采用Trg1，當(dāng)對(duì)應(yīng)的輸入電壓是負(fù)半周的時(shí)候采用Trg2，每個(gè)周期產(chǎn)生8個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)，與傳統(tǒng)的控制方案產(chǎn)生4個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)相比，8個(gè)開(kāi)關(guān)狀態(tài)相當(dāng)于頻率翻倍，減小了輸入電流的紋波，對(duì)THD指標(biāo)有好處；

圖8 三角波載波方式

三角波載波方式仿真波形如圖9所示：

圖9 三角波載波方式仿真波形

3. 工作狀態(tài)

上面我們提到，三相三電平PFC可以看作是三個(gè)單相的PFC，每個(gè)單相相當(dāng)于由兩個(gè)Boost電路組成，在交流電壓的正負(fù)半周交替工作，正半周如下所示：

圖10 單相ON-OFF電流波形

以a相為例，驅(qū)動(dòng)信號(hào)為高時(shí)，則開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通（交流電壓的正半周）或者Q2導(dǎo)通（交流電壓的負(fù)半周）；驅(qū)動(dòng)信號(hào)為低時(shí)，開(kāi)關(guān)管Q1和Q2都關(guān)斷。電壓正半周時(shí)，a相上橋臂二極管導(dǎo)通；電壓負(fù)半周時(shí)，a相下橋臂二極管導(dǎo)通。

通過(guò)上面的分析，采用移相180度的三角載波進(jìn)行調(diào)制，在0~30度的扇區(qū)內(nèi)有8種開(kāi)關(guān)狀態(tài)，4種工作模式ONO,ONP,OOP,POP。

ONO工作模式：a相和c相導(dǎo)通，b相截至，U和W電壓為0，V點(diǎn)電壓-400V；該工作狀態(tài)只給C2進(jìn)行充電；

圖11 ONO開(kāi)關(guān)狀態(tài)

ONP工作模式：a相導(dǎo)通，b相和c相截至；U點(diǎn)電壓為0，V點(diǎn)電壓為-400V，W點(diǎn)電壓為+400V；

圖12 ONP開(kāi)關(guān)狀態(tài)

OOP工作模式：U和V點(diǎn)電壓為0，W點(diǎn)電壓為+400V；

圖13 OOP開(kāi)關(guān)狀態(tài)

POP工作模式：U和W點(diǎn)電壓為+400V，V點(diǎn)電壓為0，該工作模式只給C1進(jìn)行充電；

圖14 POP開(kāi)關(guān)狀態(tài)

當(dāng)然，這只是在0~30度扇區(qū)的工作狀態(tài)，其實(shí)在整個(gè)工頻周期，是有25個(gè)工作狀態(tài)的，具體見(jiàn)我上面發(fā)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)附件。ONO和POP這兩種工作模式只給C1或C2充電的狀態(tài)對(duì)后面母線電壓均壓起決定性的作用。

四.器件應(yīng)力的分析

1. PFC電感應(yīng)力

從上面的工作狀態(tài)，我們可以知道，PFC電感的前端接輸入，后端電壓在開(kāi)關(guān)不同的狀態(tài)分別接PFC電容三個(gè)電位，P，O，N，我們以輸入的三相中點(diǎn)為基準(zhǔn)， PFC母線電壓是波動(dòng)的，三個(gè)狀態(tài)的電壓分別為：

其中Vu，Vv，Vw為三相開(kāi)關(guān)端點(diǎn)相對(duì)母線電容中點(diǎn)的電壓，以A相為例，當(dāng)Va>0時(shí)，Vu可以取0，400V，而其余B，C相可以取除（400V，400V）以外的任意向量，因B，C相不可能同時(shí)為正，所以此時(shí)PFC電感右端的電壓范圍-266～533V。

同理當(dāng)Va<0時(shí)Vu可以取0，-400V，而其余B，C相可以取除（-400V，-400V）以外的任意向量，所以此時(shí)PFC電感右端的電壓范圍-533～266V。電感兩端的電壓峰值出現(xiàn)在該相60度時(shí)（大于60度后其余兩相為負(fù)，GND到O的電壓最大值變成了133V，所以從仿真上可以看出峰值電壓的跌落，最大值為：

2. MOSFET和二極管應(yīng)力

如圖1所示，每相的兩個(gè)二極管跨接在正負(fù)母線之間，其中點(diǎn)的電平可以為0，-400V，400V，所以對(duì)于二極管，其兩端承受的最大平臺(tái)電壓為輸出PFC輸出電壓，800V母線電壓考慮MOS開(kāi)關(guān)帶來(lái)的電壓尖峰，二極管的最大尖峰電壓會(huì)接近1000V，其電流應(yīng)力可以通過(guò)控制方程計(jì)算出來(lái)。

其實(shí)考慮整流二極管不僅要考慮耐壓、通流能力，還有一個(gè)很重要的參數(shù)是抗浪涌沖擊的能力。在實(shí)際調(diào)試的過(guò)程中，有嘗試選擇用SiC二極管，但是SiC二極管的抗浪涌沖擊電流的能力比較弱，所以一般都是采用超快恢復(fù)的高壓二極管，比如Microsemi的ATP30DQ1200B系列。

我們知道，當(dāng)模塊在打浪涌的時(shí)候，電流都是走低阻抗的路徑，一般前級(jí)的壓敏電阻會(huì)泄流一部分電流，但是壓敏電阻不會(huì)泄放所有的電流，依然會(huì)有大量的電流留到后級(jí)電流中。對(duì)于單相模塊，一般的做法是在PFC電感前面增加一個(gè)二極管到PFC母線電容，這樣，浪涌電流就會(huì)通過(guò)防雷二極管引入到PFC母線電容，保護(hù)了功率器件。但是對(duì)于三相PFC而言，PFC電容是一個(gè)五電平的波動(dòng)，無(wú)法采用這種方法。否則，電路正常工作時(shí)就會(huì)有電流流過(guò)該二極管而導(dǎo)致Vienna無(wú)法工作。所以，大電流會(huì)通過(guò)電感、PFC Diode進(jìn)入母線電容，這個(gè)時(shí)候就要求PFC Diode抗浪涌電流的能力比較強(qiáng)。

MOSFET的VDS電壓，由于采用三電平技術(shù)，使MOSFET電壓只有三相PFC 800V母線電壓的一半，考慮尖峰，這個(gè)電壓會(huì)接近600V。對(duì)于MOS電壓應(yīng)力我們最關(guān)心的是對(duì)頂MOS的中點(diǎn)相對(duì)三相輸入的參考地的電位差，如果采用隔離光耦進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，這個(gè)電壓決定隔離驅(qū)動(dòng)光耦的選型。

五.控制方案

我們知道，這種控制電路一般采取雙環(huán)的控制方式，即電壓外環(huán)+電流內(nèi)環(huán)。電壓外環(huán)得到穩(wěn)定的輸出直流電壓，供后級(jí)電路的使用（比如Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），電流內(nèi)環(huán)得到接近正弦的輸入電流，滿(mǎn)足THD和PF值的要求。

圖15 控制環(huán)路

其實(shí)數(shù)字控制無(wú)非就是把模擬的方案轉(zhuǎn)換為數(shù)字的運(yùn)算，可以參考如圖16所示模擬PFC控制邏輯框圖，利用它的控制思想來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字化。

圖16 模擬控制框圖

PFC母線輸出電壓經(jīng)過(guò)采樣和濾波由DSP的ADC采樣到DSP內(nèi)部，與電壓給定信號(hào)進(jìn)行比較，產(chǎn)生誤差后經(jīng)過(guò)Gvc(s)補(bǔ)償起后輸出一個(gè)A信號(hào)，然后通過(guò)乘法器與交流AC電壓相乘得到電流的給定信號(hào)，正是該乘法器的作用才能保證輸入電壓電流同相位，使電源輸入端的PF值接近1；將采樣的電感電流波形與電流給定進(jìn)行比較得出誤差，經(jīng)過(guò)Gic(s)補(bǔ)償器進(jìn)行補(bǔ)償后得到電流環(huán)的輸出值，該值直接與載波進(jìn)行調(diào)制，得到PWM波形，控制電壓和電流；大致的控制框圖可以用下圖來(lái)簡(jiǎn)化表示，如圖17所示；

圖17 PFC傳遞函數(shù)框圖

其中：Gcv(s)為電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)，Gci(s)為電流環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)，Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù)，Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù)，Gigd(s)為電感電流對(duì)占空比D的函數(shù)。

六.控制地的選擇

在傳統(tǒng)的單相有橋PFC中，一般把PFC電容的負(fù)極作為控制AGND，因?yàn)樵擖c(diǎn)的電壓通過(guò)整流橋跟輸入的L、N相連。當(dāng)輸入為正半周的時(shí)候，AGND為整流橋鉗位在N線；當(dāng)輸入負(fù)半周的時(shí)候，AGND被整流橋鉗位在L線；所以母線電容的負(fù)極地AGND（相當(dāng)于PE）是一個(gè)工頻的變化，由于輸入一般都是50Hz的交流電，所以相對(duì)還是比較穩(wěn)定的，可以作為控制電路的控制地。

但是相比較Vienna PFC就不一樣了，母線電容的中點(diǎn)相對(duì)與工頻電壓中點(diǎn)（PE）是一個(gè)開(kāi)關(guān)級(jí)的5電平高頻變動(dòng)的電平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（這里的Vo代表母線電壓的一半，典型值400V，5電平是如何產(chǎn)生的請(qǐng)參考開(kāi)關(guān)狀態(tài)附件的eon），如果以如此大的高頻波動(dòng)去作為控制地的話，那么噪聲和共模干擾就會(huì)非常的大，可能會(huì)導(dǎo)致采樣電壓和驅(qū)動(dòng)不準(zhǔn)確，嚴(yán)重影響到電路的可靠性。

由于電容中點(diǎn)的高頻變化不能作為控制地，那怎么辦？我們是否可以認(rèn)為的構(gòu)建一個(gè)虛擬的地來(lái)作為控制地AGND？我們可以采用在三相輸入之間通過(guò)分壓電阻相連，采用Y型接法來(lái)產(chǎn)生虛擬地而作為控制地。不過(guò)構(gòu)建了這個(gè)控制地后，那么其他所有的采樣、驅(qū)動(dòng)都要以差分和隔離的方式相對(duì)于這個(gè)控制地來(lái)工作。采用這種方法，輸出電容中點(diǎn)O與控制地AGND分開(kāi)了，避免了高頻劇烈變動(dòng)帶來(lái)的干擾。

圖18 控制地AGND

這樣做是不是完美解決了控制地的問(wèn)題？在實(shí)際工作過(guò)程中，AGND依然存在劇烈的波動(dòng)，并不是我們想象的那么平靜，AGND跟隨著O在劇烈的波動(dòng)，AGND的峰峰值非常的大。

如何解決？其根本原因是AGND 和O之間存在采樣電阻的連接（輸出電壓的采樣），而AGND跟PE之間又存在Y電容連接，在O點(diǎn)的高頻信號(hào)作用下，AGND自然就被迫分擔(dān)一定比例的電壓。解決方案是在AGND與PE之間增加一個(gè)低阻通路來(lái)降低阻抗，承擔(dān)一定的電壓來(lái)降低AGND-PE的紋波電壓。

七.母線均壓原理的分析

我們知道，三相Vienna PFC拓?fù)涞哪妇€電壓800V是由兩個(gè)電容C1和C2串聯(lián)進(jìn)行分壓，電容中點(diǎn)的電位O由電容的充放電決定，兩個(gè)電容的電壓應(yīng)該保持均衡以保持真實(shí)的三電平運(yùn)行條件。否則輸出電壓可能包含不期望的諧波，甚至?xí)绊懙诫娐返耐耆浴?/div>

三相三電平PFC正負(fù)母線的均衡度會(huì)影響PFC的性能：

1、輸入電流THD；

2、功率開(kāi)關(guān)管和二極管的應(yīng)力（本身以及后級(jí)功率電路）；

3、動(dòng)態(tài)時(shí)母線電容容易過(guò)壓；

電容中點(diǎn)的電位偏差與PFC正負(fù)母線電容的充放電過(guò)程相關(guān)，通過(guò)附件

開(kāi)關(guān)狀態(tài)

可以看出，a組和z組工作狀態(tài)沒(méi)有電流流入或流出電容中點(diǎn)，因此兩個(gè)電容的充放電是一樣的，不會(huì)產(chǎn)生偏壓。只有b、c、d組的開(kāi)關(guān)狀態(tài)才會(huì)影響到PFC母線電容充放電的差異，產(chǎn)生偏壓。

根據(jù)前面的工作原理分析，POP工作狀態(tài)只給電容C1進(jìn)行充電，ONO工作狀態(tài)只給電容C2進(jìn)行充電，故可以根據(jù)這兩個(gè)工作狀態(tài)來(lái)控制中點(diǎn)電位，在控制中可以調(diào)節(jié)ONO和POP兩個(gè)工作狀態(tài)的作用時(shí)間來(lái)進(jìn)行均壓。

圖19 C2充電

圖20 C1充電

這個(gè)時(shí)候可以在整個(gè)控制環(huán)路中添加一個(gè)偏壓環(huán)，用于調(diào)節(jié)ONO和POP的作用時(shí)間，來(lái)進(jìn)行母線電壓的均壓作用。

具體實(shí)施方：是分別對(duì)正母線和負(fù)母線進(jìn)行采樣，然后得出差值（直流分量），該差值經(jīng)過(guò)偏壓環(huán)的補(bǔ)償器調(diào)節(jié)之后疊加到輸入電流參考正弦波，經(jīng)過(guò)精密整流后變換為幅值有差異的雙半波作為電流環(huán)的給定，以此來(lái)改變ONO和POP的作用時(shí)間，改善PFC母線均壓。

圖21 偏壓給定

如圖22所示，compa、compb和compc分別是每相的電流環(huán)計(jì)算出來(lái)的結(jié)果，以0~30度扇區(qū)為例，當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓低于負(fù)母線時(shí)，正半波的給定變小，負(fù)半波的給定變大，POP工作狀態(tài)的時(shí)間變長(zhǎng)，給正母線電容的充電時(shí)間變長(zhǎng)；ONO工作狀態(tài)的時(shí)間變短，給負(fù)母線電容的充電時(shí)間變短。當(dāng)正母線相對(duì)于中點(diǎn)的電壓高于負(fù)母線時(shí)，正半波的給定變大，負(fù)半波的給定變小，POP的作用時(shí)間變長(zhǎng)，給正母線電容充電的時(shí)間變短，ONO的作用時(shí)間變長(zhǎng)，給負(fù)母線的充電時(shí)間變長(zhǎng)。圖中comp值實(shí)線代表上個(gè)周期的值，虛線代表當(dāng)周期的值；陰影部分代表變化的時(shí)間；

圖22 均壓控制示意圖

以上說(shuō)明的是主功率回路正常工作時(shí)候可以通過(guò)調(diào)節(jié)來(lái)控制PFC母線電容的均壓，但是當(dāng)模塊起機(jī)的時(shí)候呢？可以采用輔助電源直接從+400V~-400V之間進(jìn)行取電，由于電容有差異性，內(nèi)阻不可能完全相等，也會(huì)差生偏壓。還有一個(gè)是要采用更高等級(jí)的MOSFET，成本高，而且現(xiàn)在充電模塊的待機(jī)損耗也是一個(gè)問(wèn)題，很多客戶(hù)要求模塊的待機(jī)損耗不能超過(guò)多少。

當(dāng)然還有另一種輔助電源取電方式，也是現(xiàn)在廠家主流的方式。就是正負(fù)母線均掛一個(gè)輔助電源，在起機(jī)的時(shí)候通過(guò)充電電阻給母線電容充電，變壓器采用繞組競(jìng)爭(zhēng)的方式，誰(shuí)的母線電壓高，就采用誰(shuí)供電，這樣可以很好的保證模塊在起機(jī)過(guò)程中的均壓效果；在模塊正常工作起來(lái)以后，也是同樣的道理。而直接從+800V取電沒(méi)有這種效果。

圖23 輔助電源示意圖

八.原理仿真

1. 輸入電流

輸入電流波形，參數(shù)沒(méi)有調(diào)好，將就著看吧。

圖24 輸入電流波形

2. 各點(diǎn)電壓波形

輸入線電壓峰值與PFC總母線電壓的比值定義為調(diào)制系數(shù)m，m=Vlp/2Ed;其中Vlp是線電壓的峰值；整流器可以被認(rèn)為是與市電通過(guò)PFC電感連接的電壓源，為了使輸入電流正弦，橋臂中點(diǎn)線電壓也應(yīng)該為正弦波形。而實(shí)際情況下橋臂中點(diǎn)線電壓是正弦 PWM波形，諧波分量和最大步進(jìn)是兩個(gè)主要考慮的因素。

（1）當(dāng)輸入線電壓峰值值大于Ed時(shí)，橋臂中點(diǎn)線電壓電壓波形euv，是一個(gè)5階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，±800V，步進(jìn)是400V；

圖25 橋臂中點(diǎn)電壓1

（2）當(dāng)輸入線電壓峰值值小于Ed時(shí)，橋臂中線線電壓波形是一個(gè)3階梯的電壓波形，幅值為0，±400V，步進(jìn)為400V；

圖26 橋臂中點(diǎn)電壓2

橋臂中點(diǎn)相對(duì)與市電中點(diǎn)的電壓波形eun，是一個(gè)9階梯的電壓波形；幅值為0，±133V，±266V，±400V，最小步進(jìn)是133V，最大步進(jìn)是266V；由于功率開(kāi)關(guān)管和散熱器之間有寄生電容，這個(gè)階梯信號(hào)會(huì)產(chǎn)生共模噪聲；

圖27 eun電壓波形

電容中點(diǎn)O相對(duì)于市電中點(diǎn)的電壓波形eon，是一個(gè)5階梯波形，幅值為0，±133V，±266V，步進(jìn)為133V；

圖28 eon電壓波形1

圖29 eon電壓波形2

圖30 eon電壓波形3

最后附一張電路起機(jī)波形：

圖31 起機(jī)波形

九.環(huán)路分析及數(shù)字化

工作原理

輸入交流電壓和電感電流，以及PFC母線電壓經(jīng)過(guò)采樣和濾波由DSP的ADC口采樣到DSP內(nèi)，然后通過(guò)一個(gè)電壓反饋補(bǔ)償器Gcv（S），輸出電壓環(huán)的反饋信號(hào)Vc，然后通過(guò)一個(gè)乘法器單元將電壓調(diào)節(jié)器的輸出Vc與輸入電壓的全波整流波形相乘，得到整流橋后電流的指令值Iref。正是該乘法器保證了輸入電流與輸入電壓同相且波形相同，使電源輸入端的功率功率因數(shù)為1，它是實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正功能的關(guān)鍵。在圖1所示的電路中，PFC參考電流合成器還包含了一個(gè)輸入電壓全波整流值的平方電路和除法器，主要是為了提高控制系統(tǒng)對(duì)輸入電壓變化的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，它對(duì)于寬輸入電壓范圍和輸入電壓波動(dòng)較大的應(yīng)用場(chǎng)合更為必要，我們將上面的電路框圖用傳遞函數(shù)框圖表示：

圖32 PFC傳遞函數(shù)框圖

其中：Gcv(s)為電壓環(huán)的補(bǔ)償函數(shù)，Gci(s)為電流環(huán)補(bǔ)償函數(shù)，Vm為載波幅值，Gigd(s)為電感電流對(duì)占空比D的函數(shù)，ZL(s)為電感電流到輸出電壓的阻抗，Hi(s)為電流環(huán)采樣函數(shù)，Hv(s)為電壓環(huán)采樣函數(shù)。

在三相PFC的數(shù)字控制當(dāng)中，可以采用Microchip雙核dsPIC33CH系列，由于其內(nèi)部具備雙核CPU，所以整個(gè)控制我們分配在兩個(gè)內(nèi)核中，主核Master完成電壓環(huán)以及保護(hù)和快速采樣濾波計(jì)算等環(huán)節(jié)，從核Slave完成電流環(huán)和發(fā)波的功能。

雙核示意圖如下：

圖33 dsPIC雙核框圖

雙核系列的dsPIC具有如下特點(diǎn):

1) 主核和從核分別獨(dú)立工作；

2) 在應(yīng)用開(kāi)發(fā)階段可以分別編程和調(diào)試；

3) 主核和從核都有它們自己的中斷控制、時(shí)鐘發(fā)生器、端口邏輯和外設(shè)資源；

4) 主核最大工作90MIPS，從核最大工作100MIPS。

2. PFC電流環(huán)

圖34 PFC電流環(huán)框圖

在Vienna電路中，兩組PFC母線電容對(duì)輸入等效為以中點(diǎn)為基準(zhǔn)的兩個(gè)并聯(lián)電容組，三相二極管電流對(duì)其充電，對(duì)輸出而言其又等效為兩個(gè)串連的電容，對(duì)負(fù)載供電，所以每相流入PFC電容電流和流出PFC電容電流的關(guān)系為2/3。

故三相Vienna拓?fù)涞闹麟娐穫鬟f函數(shù)為:

L_fulload為滿(mǎn)載情況下PFC電感值，RL為電感串聯(lián)電阻。

我們知道了主電路的傳遞函數(shù)后，其他比如AD增益（包括采樣、保持、轉(zhuǎn)換）、硬件采樣電路、Fm等傳遞函數(shù)都可以表達(dá)出來(lái)了。這樣除了補(bǔ)償器之外的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)都清楚了，計(jì)算或者仿真出除補(bǔ)償器的Bode圖，根據(jù)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖，設(shè)計(jì)出合理的補(bǔ)償器。

在數(shù)字電源控制中，一般采用的補(bǔ)償器有PI控制器、SZSP控制器、2P2Z控制器、3P3Z控制等。在開(kāi)關(guān)頻率以下，電流環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單極點(diǎn)系統(tǒng)，可以將補(bǔ)償函數(shù)設(shè)計(jì)為一個(gè)PI控制系統(tǒng)。

由于PFC電感在不同的直流偏置下感量變化非常明顯，nFeSi材質(zhì)在正弦電流過(guò)零點(diǎn)和峰值附近相差近3倍，為了能提高過(guò)零點(diǎn)的低頻增益和帶寬，同時(shí)保證峰值附近的穩(wěn)定，我們需要實(shí)時(shí)的調(diào)節(jié)電流環(huán)的相關(guān)參數(shù)，這樣能時(shí)時(shí)的改善帶寬和增益。

3. 電壓環(huán)

圖35 PFC電壓環(huán)

PFC電流內(nèi)環(huán)和功率級(jí)形成一個(gè)電流源，因此PFC電壓環(huán)的被控對(duì)象在低頻可以等效為驅(qū)動(dòng)電容的電流源，在100Hz頻率附近，電壓環(huán)開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)為一個(gè)單積點(diǎn)系統(tǒng)。PFC電壓環(huán)在確保當(dāng)負(fù)載變化時(shí)輸出電壓穩(wěn)定的同時(shí)，帶寬應(yīng)該足夠低，從而使頻率大于100Hz時(shí)的環(huán)路增益足夠低，以減小PFC輸出電容上的100Hz電壓紋波對(duì)PFC輸入電流的調(diào)制作用，否則該調(diào)制作用會(huì)引起輸入電流的嚴(yán)重畸變，當(dāng)然過(guò)低的電壓環(huán)帶寬回導(dǎo)致電壓動(dòng)態(tài)速度過(guò)慢，在THD設(shè)計(jì)滿(mǎn)足要求的情況下，可以再調(diào)節(jié)帶寬。

以上是針對(duì)穩(wěn)態(tài)的電壓環(huán)設(shè)計(jì)，如果輸入或者輸出在進(jìn)行動(dòng)態(tài)跳變，為了保證電路的可靠性，可以加入快環(huán)。也即在動(dòng)態(tài)時(shí)，為了加快環(huán)路響應(yīng)，滿(mǎn)足動(dòng)態(tài)的要求，采用另外一組環(huán)路參數(shù)，同時(shí)去除軟件濾波。當(dāng)總母線電壓采樣大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定的一定值時(shí)，進(jìn)入快環(huán)；當(dāng)總母線電壓采樣不再大于或者小于當(dāng)前總母線電壓給定另一值時(shí)，退出快環(huán)。當(dāng)然，由于母線電容的ESR容易受環(huán)境溫度的影響，所以當(dāng)環(huán)境溫度過(guò)低時(shí)，母線電容的ESR增大，電壓環(huán)調(diào)節(jié)過(guò)快，會(huì)導(dǎo)致母線電壓過(guò)壓。

所以電壓環(huán)的設(shè)計(jì)不僅要考慮到穩(wěn)態(tài)的低帶寬，還要考慮動(dòng)態(tài)響應(yīng)以及受環(huán)境溫度的影響。

4. 母線電壓偏壓環(huán)

PFC電路有正負(fù)母線輸出，所以要控制正負(fù)輸出平衡：

。把疊加到電壓波形給定中去，這樣可以調(diào)節(jié)母線平衡（見(jiàn)均壓原理分析）。

母線電壓偏壓環(huán)是純比例環(huán)節(jié),即有靜差調(diào)節(jié),所以即使最終調(diào)節(jié)穩(wěn)定的情況下,母線還是會(huì)存在一定的差異,如果K越大，δ 輸出就越大，調(diào)節(jié)能力就越強(qiáng)，平衡度就越好，但是注入到輸入電流的諧波也就越大，影響THD指標(biāo)。所以需要在THD和母線平衡之間做出平衡。

為了消除正、負(fù)母線之間的靜差，可以采用PI環(huán)節(jié)來(lái)代替純比例環(huán)節(jié)，但是積分環(huán)節(jié)本身存在退飽和的問(wèn)題，對(duì)于Vp, Vn 不停變化的系統(tǒng)，調(diào)壓是通過(guò)改變小矢量的持續(xù)時(shí)間，積分的響應(yīng)速度慢，可能反而對(duì)小矢量超調(diào)或欠調(diào)，導(dǎo)致正、負(fù)母線電壓一直處于偏壓的狀態(tài)。所以采用純比例環(huán)節(jié)進(jìn)行正、負(fù)母線電壓的調(diào)節(jié)可以保證時(shí)時(shí)性。

由于母線偏壓環(huán)的調(diào)節(jié)，會(huì)對(duì)THD造成影響，所以要根據(jù)母線偏壓的程序選擇比例系數(shù)和輸出δ的最大范圍，避免過(guò)分調(diào)節(jié)。

5. 補(bǔ)償器的數(shù)字化

數(shù)字補(bǔ)償器設(shè)計(jì)流程如下：

1) 首先選擇一個(gè)合適的已知原型濾波器傳遞函數(shù)（要選擇合適的零極點(diǎn)）；

2) 將該原型濾波器的s域傳遞函數(shù)映射到z域中；

3) 將z域轉(zhuǎn)換為時(shí)域內(nèi)的線性差分方程；

從s域到z域的變換，我們一般采用雙線性變換，又稱(chēng)Tustin變換和梯形變換。它將s域中的模擬傳遞函數(shù)轉(zhuǎn)換為z域中的等效數(shù)字傳遞函數(shù)，它只是表示的一個(gè)近似值，相對(duì)于采樣頻率的交叉頻率越低，近似值就越可靠。

以3P3Z控制器設(shè)計(jì)為例，在s域的表達(dá)式為：