【導(dǎo)讀】無線服務(wù)不斷增長的需求不僅對我們有限的頻譜資源構(gòu)成挑戰(zhàn)，還讓無線電設(shè)計人員難以選擇正確的無線電架構(gòu)。合適的無線電架構(gòu)不僅能提供可靠的性能，而且能簡化無線電周圍的電路，從而較大幅度地縮減成本、功耗和尺寸。在無線電部署不斷增加的時代，滿足需求的無線電應(yīng)能容忍當(dāng)前和未來的無線共存，否則這些無線共存可能會造成一連串干擾。本文將研究兩種常見無線電架構(gòu)，并且比較每種架構(gòu)在解決日益增多的無線電站點(diǎn)共存問題這一獨(dú)特挑戰(zhàn)方面的優(yōu)劣。
日益增長的挑戰(zhàn)——新的無線鄰居
無線革命開始于大約30年前，當(dāng)時只有少數(shù)幾個頻段，并且大部分限制在900 MHz以下，通常每個國家和地區(qū)有一個頻段。隨著無線服務(wù)需求的增長，新頻段不斷增加，現(xiàn)在全球單獨(dú)為5G NR就分配了49個頻段，這還不包括毫米波分配。大多數(shù)較新的頻譜都在2.1 GHz以上，頻段覆蓋500 MHz (n78)、775 MHz (n46)、900 MHz (n77)和多達(dá)1200 MHz (n96)。
隨著這些新頻段上線，一大挑戰(zhàn)是如何在傳統(tǒng)頻段中有阻塞的情況下確保接收機(jī)具有足夠的性能。這主要來自部署位置的共站要求，在美國使用頻段2、4和7，在其他地區(qū)使用頻段1和3。這對于服務(wù)于n48 (CBRS)以及n77或n78的任何部分中的應(yīng)用的寬帶無線電尤其關(guān)鍵。
未來無線需求將繼續(xù)增長，共存和干擾的挑戰(zhàn)始終存在。
無線電設(shè)計與射頻保護(hù)和選擇性
接收機(jī)設(shè)計的主要挑戰(zhàn)之一是保護(hù)其不受干擾信號影響。從一開始，無線電工程師就尋求不同的方法來實現(xiàn)這一點(diǎn)，最初是使用簡單粗暴的濾波，后來使用各種帶分布式濾波的外差技術(shù)。經(jīng)過多年發(fā)展，業(yè)界開發(fā)出三種主要架構(gòu)來應(yīng)對這些挑戰(zhàn)：直接變頻（零中頻）、超外差(IF)和直接射頻采樣。雖然中頻采樣很流行，但它不是本文的重點(diǎn)。本文將著重比較射頻采樣和零中頻，因為它們是目前無線領(lǐng)域中非常先進(jìn)的實現(xiàn)方式。每種技術(shù)都會引入不同的工程權(quán)衡，對周圍電路及其要求的影響也不同，這包括頻率轉(zhuǎn)換的方法、射頻和基帶增益的數(shù)量、射頻鏡像的處理方式以及濾波的實現(xiàn)方式和位置。這些權(quán)衡的詳細(xì)信息如表2所示。
增益分布和功耗
射頻采樣和零中頻在增益分配上有關(guān)鍵區(qū)別。如圖2所示，射頻采樣將所有增益都放在射頻域中，因為在處理信號時，無線電中的所有頻率都保持不變。為了進(jìn)行比較，圖1顯示了一個零中頻架構(gòu)。對于此架構(gòu)，部分增益位于射頻頻率，但平衡是在頻率轉(zhuǎn)換后的基帶。
圖1. 典型零中頻信號鏈
圖2. 典型射頻采樣信號鏈
兩種架構(gòu)都需要權(quán)衡取舍。從增益角度看，由于需要更高的壓擺率，較高頻率下的增益比較低頻率下需要更多DC，尤其是當(dāng)信號鏈中的信號逐漸變大時。這意味著與零中頻相比，射頻采樣架構(gòu)在線性射頻部分（很大一部分增益位于DC）會消耗更多的功率。在較低頻率下，壓擺率較低，因此待機(jī)電流可以相應(yīng)地減少。
射頻采樣面臨的挑戰(zhàn)是需要在高頻和相對較高電壓(~1 V)下驅(qū)動大部分是容性的輸入（采樣電容）。相比之下，零中頻輸入是表現(xiàn)良好的50 Ω（或100 Ω）電阻，其進(jìn)入基帶放大器的求和節(jié)點(diǎn)；放大器提供增益，消除采樣節(jié)點(diǎn)并將其與射頻信號隔離，減少所提供增益要求的射頻驅(qū)動。這對線性射頻部分的功耗具有深遠(yuǎn)的影響，因為它通過消除第三射頻增益級而將總射頻功耗降低25%到50%，有利于零中頻架構(gòu)，而且基帶所需的待機(jī)電流低于射頻放大。
除了線性功耗之外，還有與數(shù)字化相關(guān)的功耗。使用零中頻轉(zhuǎn)換器時，只需對所需帶寬進(jìn)行數(shù)字化。使用射頻采樣時，不僅寬射頻帶寬需要數(shù)字化，而且采樣速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過奈奎斯特要求。與帶寬和采樣速率相關(guān)的功耗都很高。確切的功耗取決于工藝，但采用相同的工藝實現(xiàn)時，對于典型的單頻段應(yīng)用，射頻轉(zhuǎn)換器的功耗比基帶轉(zhuǎn)換器高出大約125%。即使射頻轉(zhuǎn)換器可以對兩個頻段進(jìn)行數(shù)字化，功耗仍然要高出40%。
表1. 不同架構(gòu)中的增益分布
鏡像和雜散信號
這些方案還有次要權(quán)衡因素。例如，零中頻會引入LO泄漏和I/Q不匹配鏡像項，而射頻采樣會因為轉(zhuǎn)換器架構(gòu)內(nèi)的不匹配而引入交織雜散，以及轉(zhuǎn)換器中的射頻諧波和采樣相關(guān)的抖動項。好消息是，無論架構(gòu)如何，大多數(shù)鏡像和雜散信號都可以通過各種背景算法得到解決。
這兩種架構(gòu)具有截然不同的頻率規(guī)劃，這會影響處理混疊的方式以及必須應(yīng)用多少射頻（外部）濾波。除了架構(gòu)雜散信號之外，所有無線電都會產(chǎn)生射頻諧波并受到混疊影響。如果所需信號自然地位于第一奈奎斯特區(qū)之外，則射頻采樣無線電可利用混疊對所需信號進(jìn)行下變頻。然而，問題一般出在干擾信號的響應(yīng)上，因為混疊之后，它可能會意外落在所需信號之上。這些信號必須通過細(xì)致的頻率規(guī)劃、高抑制度的射頻濾波或足夠高的采樣速率（此時無混疊）來消除。每種措施都有利弊，需要慎重權(quán)衡。
零中頻架構(gòu)將信號轉(zhuǎn)換為基帶（接近DC）。雖然肯定會產(chǎn)生射頻諧波，但其在所有情況下都遠(yuǎn)離基帶，并被典型零中頻輸入結(jié)構(gòu)（下文會提到）的低通響應(yīng)充分濾波。類似地，所使用基帶采樣器的相對較高采樣速率和同樣的輸入結(jié)構(gòu)也會環(huán)境混疊。
零中頻濾波器要求
零中頻架構(gòu)的一個很容易被忽視的特性是，基帶輸入放大器通常構(gòu)造為一個有源低通濾波器，其作為集成模擬濾波器運(yùn)行，這大大減輕了模擬濾波器的負(fù)擔(dān)。結(jié)合片內(nèi)抽取濾波，它還能用作可編程通道濾波器，消除比奈奎斯特相關(guān)信號更近的信號。此外，零中頻接收機(jī)內(nèi)的采樣器件通常包括反饋，可提供額外的帶外抑制。實際上，這意味著無線電的帶外區(qū)域比帶內(nèi)區(qū)域具有更大的滿量程范圍。正如AN-1354文章中所述以及圖3中的簡化圖所示，零中頻無線電本質(zhì)上對帶外信號具有良好的容忍度。圖3中的縱軸表示相對于帶內(nèi)的會導(dǎo)致靈敏度下降3 dB的輸入功率水平，它表明帶內(nèi)信號本身對帶外信號具有容忍度，這是其他架構(gòu)所沒有的。
圖3. 片內(nèi)零中頻濾波影響的示例
由于這種內(nèi)置濾波，主要問題變成對射頻前端（即LNA）的保護(hù)。對于FDD和某些TDD，典型配置是在第一級和第二級LNA之間使用一個SAW濾波器。有些TDD應(yīng)用將SAW濾波器放在第二級之后，但第二級在大輸入條件下是可旁路的，如圖1所示。通常，SAW濾波器會提供大約25 dB的帶外抑制，這里假設(shè)如此。除了SAW濾波器外，LNA的天線側(cè)還需要一個與發(fā)射機(jī)共用的腔體濾波器。
典型的LNA可能具有–12 dBm的輸入1 dB壓縮點(diǎn)。如果帶外或共存要求為16 dBm，則必須將這些干擾信號濾波到比LNA的輸入1 dB壓縮點(diǎn)低約10 dB（或更多）的程度。抑制最低值為38 dB (+16 – –12 + 10)。加上SAW濾波器，零中頻的輸入端呈現(xiàn)的總帶外抑制為63 dB。假設(shè)射頻增益不滾降，并且算上到內(nèi)核無線電輸入的總濾波抑制，最大帶外信號水平將為–20 dBm。這遠(yuǎn)低于典型的滿量程，而且還會被前面說明過的片內(nèi)濾波進(jìn)一步衰減。與圖3相比，該輸入電平不會導(dǎo)致雜散信號或靈敏度下降。
射頻采樣濾波器要求
使用需要直接關(guān)注濾波的射頻轉(zhuǎn)換器架構(gòu)時，有兩個問題需要注意。首先，無論輸入電平如何，任何信號都可能產(chǎn)生不需要的雜散信號，雜散信號可能占用與目標(biāo)信號相同的頻率。與交織相關(guān)的雜散通過算法處理，但架構(gòu)雜散是另一個問題，因為這種雜散可能無法預(yù)測。對于許多較舊的射頻轉(zhuǎn)換器，這是對無線電性能的持續(xù)挑戰(zhàn)。幸運(yùn)的是，許多新型轉(zhuǎn)換器包含某種形式的背景擾動，可以緩解這些問題并呈現(xiàn)相對干凈的SFDR掃描，如圖4所示。
圖4. 帶擾動的轉(zhuǎn)換器示例
表2. 架構(gòu)之間的工程權(quán)衡
在該SFDR與輸入電平的關(guān)系曲線中，值得注意的是，由于轉(zhuǎn)換器中的壓擺率限制，前15 dB顯示出惡化，這通常會產(chǎn)生很強(qiáng)的第二和第三諧波，必須予以消減。一旦射頻輸入低于此電平，諧波和架構(gòu)雜散通常就不再是問題（請檢查轉(zhuǎn)換器性能以驗證）。對于1 dBm的滿量程，可以預(yù)期，當(dāng)進(jìn)入轉(zhuǎn)換器的帶外信號被抑制到-14 dBm以下時，雜散信號將顯著減少。對于50 dB的轉(zhuǎn)換增益，如表2所示，這相當(dāng)于天線的-64 dBm。如果輸入可能為16 dBm，則對于無混疊情況，射頻濾波需要為80 dB或更多。假設(shè)SAW濾波器提供25 dB，那么腔體濾波器需要提供55 dB才能充分保護(hù)射頻ADC，避免因帶外信號而產(chǎn)生非線性，并且保護(hù)第一級LNA的輸入，防止其被帶外信號驅(qū)動成非線性狀態(tài)。此例代表一個表現(xiàn)良好的轉(zhuǎn)換器，但應(yīng)仔細(xì)檢查所選擇的轉(zhuǎn)換器的SFDR與輸入電平的關(guān)系，以確定是否需要更多濾波。
基于當(dāng)前商用芯片的射頻轉(zhuǎn)換器架構(gòu)還有一個值得擔(dān)憂的問題，那就是混疊保護(hù)。當(dāng)前射頻轉(zhuǎn)換器基于工作速率在3 GSP到6 GSP之間的內(nèi)核。在這些較低速率下，若不使用高抑制度的濾波來減輕混疊的影響，就不可能避免混疊項。只有采樣速率達(dá)到兩位數(shù)的GHz，此問題才會減輕。
為了考慮混疊對濾波器要求的影響，一種簡化辦法是考慮對單個源元件的保護(hù)，避免混疊16 dBm的共站要求。目標(biāo)是將干擾信號抑制到一定程度，使其混疊到所需的RB也不會影響性能；應(yīng)對其充分濾波，防止發(fā)生任何負(fù)面影響。在大約0 dB SNR時，基于G-FR1-A1-4信號的廣域參考通道的信號電平將為每RB -118.6dBm。因此，必須通過濾波將滋擾信號降低10 dB至15 dB，或約-130 dBm，以防止影響性能。這樣，總抑制需求約為150 dB，其中腔體濾波器需要提供大約125 dB，SAW濾波器提供其余的濾波。
濾波器總結(jié)
圖5顯示了射頻采樣和零中頻的腔體濾波器要求。由于射頻采樣架構(gòu)具有兩個獨(dú)立的要求，因此限制最嚴(yán)的要求占據(jù)主導(dǎo)地位，可實現(xiàn)的濾波器只需滿足最嚴(yán)格或125 dB的抑制以覆蓋整個頻段。雖然這種濾波很容易獲得，但不利的一面是濾波器尺寸很大。相比之下，零中頻架構(gòu)僅需要40 dB的抑制，使用一個4腔體濾波器就能實現(xiàn)這種性能，因此重量和尺寸顯著減小。
圖5. 腔體濾波器要求
結(jié)論
總之，零中頻和射頻采樣架構(gòu)都能提供出色的能力。然而，如果目標(biāo)是優(yōu)化成本、重量和尺寸，那么零中頻架構(gòu)在多個方面勝出。從功耗角度看，集成了大部分模擬增益的零中頻架構(gòu)具有令人信服的節(jié)電效果。同樣，當(dāng)考慮濾波的影響時，零中頻也有顯著降低濾波要求的潛力。雖然濾波器的成本差異可能很小，但根據(jù)所需腔體的數(shù)量，這些濾波器的尺寸和重量減少應(yīng)會超過50%。
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