【導(dǎo)讀】RF功率放大器（RFPA）需要龐大的冷卻設(shè)備，眾所周知，因?yàn)橹灰柚愣ǖ闹绷麟娫措妷汗╇?，它就?huì)散發(fā)熱量。所以通常冷卻設(shè)備都會(huì)占據(jù)射頻發(fā)射器系統(tǒng)的很大一部分。要提升RFPA的效率，根本原理和解決之道在于使用包絡(luò)跟蹤 (ET) 電源，因?yàn)檫@種電源調(diào)制器具有較高的峰-均峰值 (PARP)。
RF功率放大器（RFPA）需要龐大的冷卻設(shè)備，眾所周知，因?yàn)橹灰柚愣ǖ闹绷麟娫措妷汗╇?，它就?huì)散發(fā)熱量。所以通常冷卻設(shè)備都會(huì)占據(jù)射頻發(fā)射器系統(tǒng)的很大一部分。要提升RFPA的效率，根本原理和解決之道在于使用包絡(luò)跟蹤 (ET) 電源，因?yàn)檫@種電源調(diào)制器具有較高的峰-均峰值 (PARP)。 圖1清楚地展示了一個(gè)ET功率放大器的簡(jiǎn)單功能框圖。目前市場(chǎng)上已經(jīng)有不同類型的ET電源，而且在具體類型中都有進(jìn)一步的定義，如線性放大器、開關(guān)變換器、和線性輔助開關(guān)轉(zhuǎn)換器。測(cè)量高達(dá)20 MHz的大信號(hào)帶寬通常由單相或多相降壓轉(zhuǎn)換器來(lái)進(jìn)行跟蹤，這種轉(zhuǎn)換器專用于4G LTE基站。在這種應(yīng)用中有一個(gè)常見(jiàn)的問(wèn)題，即在高頻下對(duì)更高直流電壓的處理。本文討論并介紹了ET兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器及其各項(xiàng)優(yōu)點(diǎn)。這種設(shè)計(jì)因其高開關(guān)頻率而具有較低的關(guān)斷開關(guān)損耗，因此適用于PARP ET電源和更高帶寬。本文還說(shuō)明了這種轉(zhuǎn)換器的工作原理和設(shè)計(jì)。
圖1: ET電源。
設(shè)計(jì)
圖2清楚地表示了這種兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器和ET應(yīng)用ZVS四階輸出濾波器的功率級(jí)架構(gòu)。RFPA 的行為可從電阻負(fù)載 RL中獲知。圖 3 和圖 4 表明了在 Vin/2 處對(duì)飛跨電容器兩端電壓的正確控制。當(dāng)0 < D < 0.5時(shí)，每相開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓在0 和 Vin/2 之間切換；當(dāng)0.5 < D < 1時(shí)，電壓在Vin/2 和 Vin 之間切換。我們可以注意到，4倍于器件開關(guān)頻率的紋波頻率存在于總電流 IT中，最終帶來(lái)開環(huán)轉(zhuǎn)換器帶寬的增強(qiáng)和濾波器尺寸的減小。
圖2：兩相三電平降壓變換器電路圖。
圖 3：轉(zhuǎn)換器在0 < D < 0.5 時(shí)的波形。
圖 4：轉(zhuǎn)換器在0.5 < D < 1 時(shí)的波形。
器件選擇
該設(shè)計(jì)選擇了EPC800系列eGaN FET，原因在于其具有超小尺寸、零反向恢復(fù)率和較低的開關(guān)損耗。圖 5 和圖 6 清楚地表明，相比傳統(tǒng)同類設(shè)計(jì)，在高達(dá)50 MHz的較高開關(guān)頻率下，最大額定功率為115 W的三電平設(shè)計(jì)具有更高的效率。其低側(cè)MOSFET (LSM)包括頂部?jī)蓚€(gè)器件S1x和S2x，以及底部?jī)蓚€(gè)器件S3x和S4x。S1x和S2x將電感器 L1 連接到輸入直流總線/電容器的正極端子（稱為高側(cè)MOSFET (HSM)）；S3x和S4x將電感器 L1 連接到地/飛跨電容的負(fù)極端子。在低側(cè)器件的柵極信號(hào)中引入適當(dāng)?shù)难舆t可以幫助實(shí)現(xiàn) LSM的ZVS導(dǎo)通。1 在高側(cè)器件導(dǎo)通時(shí)，存在一定的耗散，這是因?yàn)槿狈ω?fù)導(dǎo)體電流來(lái)通過(guò)寄生電容器進(jìn)行充電/放電。如果在設(shè)計(jì)峰-峰紋波電流時(shí)，使其承載的電流是平均電流值的兩倍，則HSM的ZVS導(dǎo)通也可以實(shí)現(xiàn)。L1值的正確設(shè)置將有助于平衡相電流，而無(wú)需任何電流控制回路的幫助。結(jié)果表明，時(shí)間與充電/放電開關(guān)和電感器負(fù)峰值電流以及L1的最大值成反比關(guān)系，以實(shí)現(xiàn)高側(cè)開關(guān)的ZVS以及專用于N相三電平變換器的負(fù)載電阻、開關(guān)頻率和占空比。表 1顯示了四階ZVS濾波器元件的負(fù)載電阻為 6.6 Ω。借助戴維南定理和疊加原理，簡(jiǎn)化后的兩相三電平變換器電路如圖7所示。
圖 5：傳統(tǒng)兩電平降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率與效率比較。
圖 6：三電平降壓變換器的開關(guān)頻率與效率對(duì)比。
圖 7：建議的兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器的等效電路。
結(jié)果與分析
在PLECS 仿真環(huán)境中，20 MHz帶寬ET信號(hào)兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓和電感電流如圖8所示。我們可以注意到，在開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓為 (1) 0 V和15 V或(2) 15 V和30 V時(shí)出現(xiàn)切換，具體取決于輸入包絡(luò)命令值。與輸入電壓相比，GaN MOSFET 兩端的電壓應(yīng)力被降低和限制。在平均功率條件下，該轉(zhuǎn)換器在115 W時(shí)具有97.5%的峰值效率，在26 W時(shí)具有94.5%的平均頻率。我們可以看出，這種設(shè)計(jì)可以實(shí)現(xiàn)10-dB PARP和90%以上的效率。
圖 8：20 MHz時(shí)兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器的開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓和電感器電流
結(jié)論與未來(lái)應(yīng)用范圍
本文介紹了適于更高帶寬ET應(yīng)用的兩相三電平降壓變換器設(shè)計(jì)。功率損耗模型可幫助優(yōu)化轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)。通過(guò)設(shè)計(jì)ZVS低通濾波器，可實(shí)現(xiàn)20 MHz LTE包絡(luò)信號(hào)的跟蹤，而多相降壓變換器則完成了固有相位的維護(hù)和電流平衡。對(duì)于給定的設(shè)計(jì)額定值和PARP，與兩電平降壓轉(zhuǎn)換器相比，本文建議的兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器在平均功率方面效率更高。這種兩相三電平降壓轉(zhuǎn)換器的可擴(kuò)展性也要高很多，可用于大功率ET應(yīng)用。與此同時(shí)，它還可以實(shí)現(xiàn)更高帶寬和PARP。仿真結(jié)果證明了其原理和操作。
(參考原文：Multi-Phase Three-Level Buck Converter for Envelope-Tracking Power Supply)
參考來(lái)源：
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(來(lái)源：EDN姊妹網(wǎng)站《電子工程專輯》，作者：Maurizio Di Paolo Emilio)
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