【導(dǎo)讀】高精度應(yīng)用需要精心設(shè)計(jì)的低噪聲模擬前端來獲得最佳信噪比(SNR)，這就要求采用明智的方法來選擇ADC以全面準(zhǔn)確地捕捉傳感器信號(hào)。還要選用驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器和基準(zhǔn)電壓源等支持器件來優(yōu)化電路性能。
振動(dòng)、溫度、壓力和光等現(xiàn)實(shí)世界的信號(hào)需要精 確的信號(hào)調(diào)理和信號(hào)轉(zhuǎn)換，才能在數(shù)字域中進(jìn) 行進(jìn)一步數(shù)據(jù)處理。為了克服高精度應(yīng)用的多 種挑戰(zhàn)，需要一個(gè)精心設(shè)計(jì)的低噪聲模擬前端來實(shí)現(xiàn)最佳 信噪比(SNR)。但許多系統(tǒng)既負(fù)擔(dān)不起最昂貴的器件，也 無法承受低噪聲器件的更高功耗。本文解決有關(guān)利用噪聲 優(yōu)化方法來設(shè)計(jì)完整解決方案的問題。本文提出了一種系 統(tǒng)的方法來設(shè)計(jì)增益模塊和ADC組合，并給出一個(gè)實(shí)例供 大家參考。以調(diào)理低頻(接近直流)信號(hào)為例，對(duì)該電路進(jìn) 行噪聲計(jì)算和分析。
設(shè)計(jì)模擬前端時(shí)，請(qǐng)遵循以下七個(gè)步驟：
1. 描述傳感器或增益模塊前端的電氣輸出。
2. 計(jì)算ADC的需求。
3. 為信號(hào)轉(zhuǎn)換找到最佳ADC + 基準(zhǔn)電壓。
4. 為運(yùn)算放大器找到最大增益并定義搜索條件。
5. 找到最佳放大器并設(shè)計(jì)增益模塊。
6. 根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)檢查解決方案總噪聲。
7. 運(yùn)行仿真并驗(yàn)證。
第1步：描述傳感器或增益模塊前端的電氣輸出
信號(hào)可能直接來源于傳感器，也可能在到達(dá)增益模塊之前 經(jīng)過EMI和RFI濾波器。為了設(shè)計(jì)增益模塊，必須知道信號(hào) 的交流和直流特性以及可用的電源。知道了信號(hào)的特性和 噪聲電平后，我們就能知道選擇ADC時(shí)需要何種輸入電 壓范圍和噪聲電平。假設(shè)有一個(gè)傳感器，以250 mV p-p (88.2 mV rms)和25 V p-p噪聲的滿量程幅度輸出一個(gè)10 kHz 信號(hào)。進(jìn)一步假設(shè)系統(tǒng)中有一個(gè)可用的5 V電源。有了這些 信息，我們應(yīng)該能計(jì)算出第2步中的ADC輸入端的信噪 比。為簡化數(shù)據(jù)處理和避免混淆，假設(shè)我們將該解決方案 設(shè)計(jì)為在室溫下工作。
第2步：計(jì)算ADC的需求
我們需要何種ADC、采樣速率如何、多少位、噪聲指標(biāo)如 何？若從第一步知道了輸入信號(hào)幅度以及噪聲信息，我們 就能計(jì)算出增益模塊輸入端的信噪比(SNR)。我們需要選 擇一個(gè)有較高信噪比的ADC。在選擇ADC時(shí)，知道SNR將 有助于我們計(jì)算有效位數(shù)(ENOB)。此關(guān)系表達(dá)式如下。好 的ADC數(shù)據(jù)手冊(cè)總會(huì)標(biāo)出SNR和ENOB。此例中所需要的 86.8 dB SNR和14.2位ENOB決定了我們應(yīng)選擇一個(gè)16位的模 數(shù)轉(zhuǎn)換器。此外，奈奎斯特準(zhǔn)則要求采樣率(fs)應(yīng)至少兩 倍于最大輸入頻率(n)，因此一個(gè)20 kSPS ADC應(yīng)該就已 足夠。
下一步我們需要設(shè)計(jì)總體解決方案，使得噪聲密度不超過 416 nV/√Hz。這就把信號(hào)調(diào)理電路的噪聲確定為輸入噪聲 的1/10。
圖1. 典型信號(hào)調(diào)理鏈
第3步：為信號(hào)轉(zhuǎn)換找到最佳ADC + 基準(zhǔn)電壓
有了一系列的搜索條件，我們就有許多種方法找到合適的 ADC。要找到一個(gè)16位ADC，最簡單的方法之一就是使用 廠商網(wǎng)站上的搜索工具。輸入分辨率與采樣速率，就可找 到許多推薦的ADC。
許多16位的ADC滿足14.5位ENOB需求。如果您想得到更 佳的噪聲性能，可使用過采樣迫使ENOB達(dá)到16位(由4n過 采樣得到n位增強(qiáng))。通過過采樣，您可以使用較低分辨率 的ADC：256過采樣的12位ADC(44過采樣)可得到16位噪聲 性能。在我們的例子中，這意味著5.126 MHz采樣率的12位ADC(20 kSPS × 256)，或是42過采樣的14位ADC；若1.28 MSPS 則更佳。然而這些選擇的成本卻和AD7685(16位、250 kSPS ADC)相當(dāng) 。
從列表中我們選擇了AD7685(16位 PulSAR® ADC ADC)。該轉(zhuǎn)換 器具有90 dB SNR和250 kSPS采樣率，符合我們的需要。此 ADC推薦搭配使用ADR421/ADR431精密XFET®基準(zhǔn)電 壓源。2.5 V的輸入范圍超過了我們需要的250 mV p-p輸入 特性
圖2. 典型的ADC選型表
AD7685基準(zhǔn)輸入具有動(dòng)態(tài)輸入阻抗，因此需進(jìn)行去耦以使 寄生電感最小(方法是在引腳附近放置一個(gè)陶瓷去耦電容， 并用較寬的低阻抗走線進(jìn)行連接)。一個(gè)22 F陶瓷芯片電 容可提供最佳性能。
第4步：為運(yùn)算放大器找到最大增益并定義搜索條件
有了ADC的輸入電壓范圍將有助于我們?cè)O(shè)計(jì)增益模塊。為 了最大化動(dòng)態(tài)范圍，我們需要在給定的輸入信號(hào)和ADC輸 入范圍內(nèi)選取盡可能高的增益。這意味著我們可以將該例 子中的增益模塊設(shè)計(jì)成具有10倍的增益。
雖然AD7685很容易驅(qū)動(dòng)，但驅(qū)動(dòng)放大器需要滿足某些要 求。例如，為保持AD7685的SNR和轉(zhuǎn)換噪聲性能，驅(qū)動(dòng)放 大器產(chǎn)生的噪聲必須盡可能低，但要注意增益模塊可同時(shí) 放大信號(hào)和噪聲。若要使得噪聲在增益模塊前后都保持不 變，我們需要選擇具有更低噪聲值的放大器和相關(guān)元件。 此外，驅(qū)動(dòng)器的THD性能應(yīng)與AD7685相當(dāng)，并且必須使 ADC電容陣列以16位水平(0.0015%)建立滿量程階躍。來自 放大器的噪聲可使用外部濾波器進(jìn)一步過濾。
運(yùn)算放大器的輸入端允許多大的噪聲？牢記我們?cè)O(shè)計(jì)的總 體解決方案的噪聲密度不超過416 nV/rt-Hz。我們?cè)O(shè)計(jì)的 增益模塊應(yīng)具有更低的本底噪聲，系數(shù)為10，因?yàn)槲覀兊?增益為10。這將確保來自放大器的噪聲遠(yuǎn)低于傳感器的本 底噪聲。計(jì)算噪聲裕量時(shí)，我們可假設(shè)運(yùn)算放大器輸入端 的噪聲大致等于運(yùn)算放大器的總噪聲加上ADC的噪聲。
第5步：找到最佳放大器并設(shè)計(jì)增益模塊
知道了輸入信號(hào)帶寬后，運(yùn)算放大器選型的第一步是選擇 一個(gè)具有合理的增益帶寬積(GBWP)的運(yùn)算放大器，并且 該放大器可以最小的直流和交流誤差處理該信號(hào)。為得到 最佳的增益帶寬積，需要知道信號(hào)帶寬、噪聲增益以及增 益誤差。下面給出這些術(shù)語的定義。一般而言，若想保持 增益誤差小于0.1%，推薦選用增益帶寬比輸入信號(hào)帶寬大 100倍的放大器。另外，我們需要一個(gè)可快速建立且驅(qū)動(dòng) 能力良好的放大器。注意，我們的噪聲預(yù)算要求運(yùn)算放大器輸入端的總噪聲低于40.8 nV/√Hz，而ADC規(guī)定的指標(biāo)為7.9 nV/√Hz?？偨Y(jié)運(yùn)算放大器的查找條件如下：UGBW > 1 MHz、5 V單電源、良好的電壓噪聲、電流噪聲、THD特 性、低直流誤差(不降低ADC性能)。
搜索ADC時(shí)采用相似的查找方法， 本例我們選擇AD8641。AD8641為低功耗、精密JFET輸入放大器，具有 極低的輸入偏置電流和軌到軌輸出特性，可在5 V至26 V電 源下工作。相關(guān)數(shù)據(jù)在下表中列出。我們可采用表中的元 件值對(duì)運(yùn)算放大器進(jìn)行同相配置。
表1. 圖3 所示完整解決方案 的元件值
圖3. 完整的解決方案
所有有源和無源元件都各自產(chǎn)生噪聲，因此選擇不降低性 能的元件尤其重要。例如，購買一個(gè)低噪聲運(yùn)算放大器并 在其周圍放置大電阻就是一種浪費(fèi)。牢記一個(gè)1 kΩ的電阻 器可產(chǎn)生4 nV的噪聲。
如前所述，可考慮在ADC和該增益模塊之間使用一個(gè)RC 濾波器，這樣應(yīng)該有助于縮小帶寬并優(yōu)化SNR。
第6步：根據(jù)設(shè)計(jì)目標(biāo)檢查解決方案總噪聲
充分了解所設(shè)計(jì)電路中的各種誤差源是極其重要的。為了 獲得最佳SNR，我們需要寫出前述方案的總噪聲方程。方 程如下式所示。
我們可算出運(yùn)算放大器輸入端的總噪聲，并確保其低于41.6 nV/√Hz，一如我們所預(yù)期的那樣。
為了在整個(gè)帶寬上對(duì)總噪聲進(jìn)行積分，我們可看到在濾波 器帶寬上的ADC輸入端的總噪聲是3.05 μV，低于設(shè)計(jì)所需 的4.16 μV。由于AD8641的轉(zhuǎn)折頻率低于100 Hz，故此例中 的低頻噪聲(1/f)可忽略不計(jì)。
保持良好的信噪比需要關(guān)注信號(hào)路徑中每一處細(xì)節(jié)的噪 聲，并有良好的PCB布局。避免在任何ADC下方布設(shè)數(shù)字 線路，否則會(huì)將噪聲耦合至芯片管芯，除非在ADC下方鋪 一個(gè)接地層用作屏蔽。諸如CNV或時(shí)鐘之類的快速開關(guān)信 號(hào)不應(yīng)靠近模擬信號(hào)路徑。應(yīng)避免數(shù)字信號(hào)與模擬信號(hào) 交疊。
第7步：運(yùn)行仿真并驗(yàn)證
剛開始驗(yàn)證電路設(shè)計(jì)時(shí)，使用PSpice宏模型(可從ADI網(wǎng)站 下載)比較合適?？焖俜抡骘@示出我們?yōu)榻鉀Q方案所設(shè)計(jì)的 信號(hào)帶寬。圖4顯示了位于AD7685輸入端可選RC濾波器之 前和之后的響應(yīng)。
圖4. 圖3所示電路的帶寬仿真
如圖5所示，10 kHz帶寬上的總輸出噪聲接近31 μV rms， 略低于41 μV rms的設(shè)計(jì)目標(biāo)。在量產(chǎn)之前需要制作原型并 驗(yàn)證整套解決方案。
圖5. 圖3電路的噪聲響應(yīng)仿真
總結(jié)
如今許多設(shè)計(jì)要求低功耗、低成本，而許多系統(tǒng)既負(fù)擔(dān)不 起最昂貴的器件，也無法承受低噪聲器件的更高功耗。為 了從信號(hào)調(diào)理電路得到最低的本底噪聲和最佳性能，設(shè)計(jì) 者必須了解元件級(jí)別的噪聲源。保持良好的信噪比需要關(guān) 注信號(hào)路徑每一處細(xì)節(jié)的噪聲。通過遵循以上步驟，便 可成功調(diào)理小型模擬信號(hào)，并使用超高分辨率ADC將其 轉(zhuǎn)換。
參考電路
1. 應(yīng)用筆記AN-202，IC放大器用戶指南：去耦、接地及 其他一些要點(diǎn)。ADI公司。
2. 應(yīng)用筆記AN-347， 如何排除干擾型噪聲——方法及原 理：一種理性方法。ADI公司。
3. Barrow, J和A. Paul Brokaw。1989.“低頻和高頻電路接 地”，Analog Dialogue。 (23-3) ADI公司。
4.研討會(huì)：傳感器信號(hào)調(diào)理電路中的噪聲優(yōu)化(第一部分)。
5. 研討會(huì)：傳感器信號(hào)調(diào)理電路中的噪聲優(yōu)化(第二部分)。
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